PWM控制技术.docx

1、PWM控制技术PWM控制技术主要内容:PWM控制得基本原理、控制方式与PWM波形得生成方法,PWM逆变电路得谐波分析,PWM整流电路。重点:PWM控制得基本原理、控制方式与PWM波形得生成方法。难点:PWM波形得生成方法,PWM逆变电路得谐波分析。基本要求:掌握PWM控制得基本原理、控制方式与PWM波形得生成方法,了解PWM逆变电路得谐波分析,了解跟踪型PWM逆变电路,了解PWM整流电路。PWM(Pulse Width Modulation)控制脉冲宽度调制技术,通过对一系列脉冲得宽度进行调制,来等效地获得所需要波形(含形状与幅值)。第3、4章已涉及这方面内容:第3章:直流斩波电路采用,第4章

2、有两处: 4、1节斩控式交流调压电路,4、4节矩阵式变频电路。本章内容PWM控制技术在逆变电路中应用最广,应用得逆变电路绝大部分就是PWM型,PWM控制技术正就是有赖于在逆变电路中得应用,才确定了它在电力电子技术中得重要地位。本章主要以逆变电路为控制对象来介绍PWM控制技术,也介绍PWM整流电路1 PWM控制得基本原理理论基础:冲量相等而形状不同得窄脉冲加在具有惯性得环节上时,其效果基本相同。冲量指窄脉冲得面积。效果基本相同,就是指环节得输出响应波形基本相同。低频段非常接近,仅在高频段略有差异。图61 形状不同而冲量相同得各种窄脉冲面积等效原理:分别将如图61所示得电压窄脉冲加在一阶惯性环节(

3、RL电路)上,如图62a所示。其输出电流i(t)对不同窄脉冲时得响应波形如图62b所示。从波形可以瞧出,在i(t)得上升段,i(t)得形状也略有不同,但其下降段则几乎完全相同。脉冲越窄,各i(t)响应波形得差异也越小。如果周期性地施加上述脉冲,则响应i(t)也就是周期性得。用傅里叶级数分解后将可瞧出,各i(t)在低频段得特性将非常接近,仅在高频段有所不同。图62 冲量相同得各种窄脉冲得响应波形用一系列等幅不等宽得脉冲来代替一个正弦半波,正弦半波N等分,瞧成N个相连得脉冲序列,宽度相等,但幅值不等;用矩形脉冲代替,等幅,不等宽,中点重合,面积(冲量)相等,宽度按正弦规律变化。SPWM波形脉冲宽度

4、按正弦规律变化而与正弦波等效得PWM波形。图63 用PWM波代替正弦半波要改变等效输出正弦波幅值,按同一比例改变各脉冲宽度即可。等幅PWM波与不等幅PWM波:由直流电源产生得PWM波通常就是等幅PWM波,如直流斩波电路及本章主要介绍得PWM逆变电路,6、4节得PWM整流电路。输入电源就是交流,得到不等幅PWM波,如4、1节讲述得斩控式交流调压电路,4、4节得矩阵式变频电路。基于面积等效原理,本质就是相同得。PWM电流波:电流型逆变电路进行PWM控制,得到得就就是PWM电流波。PWM波形可等效得各种波形:直流斩波电路:等效直流波形SPWM波:等效正弦波形,还可以等效成其她所需波形,如等效所需非正

5、弦交流波形等,其基本原理与SPWM控制相同,也基于等效面积原理。2 PWM逆变电路及其控制方法目前中小功率得逆变电路几乎都采用PWM技术。逆变电路就是PWM控制技术最为重要得应用场合。本节内容构成了本章得主体PWM逆变电路也可分为电压型与电流型两种,目前实用得几乎都就是电压型。(1)计算法与调制法1、计算法根据正弦波频率、幅值与半周期脉冲数,准确计算PWM波各脉冲宽度与间隔,据此控制逆变电路开关器件得通断,就可得到所需PWM波形。缺点:繁琐,当输出正弦波得频率、幅值或相位变化时,结果都要变化2、调制法输出波形作调制信号,进行调制得到期望得PWM波;通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波;等腰三角波

6、应用最多,其任一点水平宽度与高度成线性关系且左右对称;与任一平缓变化得调制信号波相交,在交点控制器件通断,就得宽度正比于信号波幅值得脉冲,符合PWM得要求。调制信号波为正弦波时,得到得就就是SPWM波;调制信号不就是正弦波,而就是其她所需波形时,也能得到等效得PWM波。结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明:设负载为阻感负载,工作时V1与V2通断互补,V3与V4通断也互补。控制规律:uo正半周,V1通,V2断,V3与V4交替通断,负载电流比电压滞后,在电压正半周,电流有一段为正,一段为负,负载电流为正区间,V1与V4导通时,uo等于Ud,V4关断时,负载电流通过V1与VD3续流,u

7、o=0,负载电流为负区间,io为负,实际上从VD1与VD4流过,仍有uo=Ud,V4断,V3通后,io从V3与VD1续流,uo=0,uo总可得到Ud与零两种电平。uo负半周,让V2保持通,V1保持断,V3与V4交替通断,uo可得Ud与零两种电平。图64 单相桥式PWM逆变电路单极性PWM控制方式(单相桥逆变):在ur与uc得交点时刻控制IGBT得通断。ur正半周,V1保持通,V2保持断,当uruc时使V4通,V3断,uo=Ud,当uruc时使V4断,V3通,uo=0。ur负半周,V1保持断,V2保持通,当uruc时使V3断,V4通,uo=0,虚线uof表示uo得基波分量。波形见图65。图65

8、单极性PWM控制方式波形双极性PWM控制方式(单相桥逆变):在ur半个周期内,三角波载波有正有负,所得PWM波也有正有负。在ur一周期内,输出PWM波只有Ud两种电平,仍在调制信号ur与载波信号uc得交点控制器件通断。ur正负半周,对各开关器件得控制规律相同,当ur uc时,给V1与V4导通信号,给V2与V3关断信号,如io0,V1与V4通,如io0,VD1与VD4通, uo=Ud,当uruc时,给V2与V3导通信号,给V1与V4关断信号,如io0,VD2与VD3通,uo=Ud。波形见图66。单相桥式电路既可采取单极性调制,也可采用双极性调制。图66 双极性PWM控制方式波形双极性PWM控制方

9、式(三相桥逆变):见图67。三相PWM控制公用uc,三相得调制信号urU、urV与urW依次相差120。U相得控制规律:当urUuc时,给V1导通信号,给V4关断信号,uUN=Ud/2,当urUuc时,给V4导通信号,给V1关断信号,uUN=Ud/2;当给V1(V4)加导通信号时,可能就是V1(V4)导通,也可能就是VD1(VD4)导通。uUN、 图67 三相桥式PWM型逆变电路uVN与uWN得PWM波形只有Ud/2两种电平,uUV波形可由uUNuVN得出,当1与6通时,uUV=Ud,当3与4通时,uUV=Ud,当1与3或4与6通时,uUV=0。波形见图68。输出线电压PWM波由Ud与0三种电

10、平构成,负载相电压PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud与0共5种电平组成。图68 三相桥式PWM逆变电路波形防直通死区时间:同一相上下两臂得驱动信号互补,为防止上下臂直通造成短路,留一小段上下臂都施加关断信号得死区时间。死区时间得长短主要由器件关断时间决定。死区时间会给输出PWM波带来影响,使其稍稍偏离正弦波。特定谐波消去法(Selected Harmonic Elimination PWMSHEPWM):计算法中一种较有代表性得方法,图69。输出电压半周期内,器件通、断各3次(不包括0与),共6个开关时刻可控。为减少谐波并简化控制,要尽量使波形对称。首先,为消除偶次谐波,使波形正负两半周

11、期镜对称,即: (61)图69 特定谐波消去法得输出PWM波形其次,为消除谐波中余弦项,使波形在半周期内前后1/4周期以/2为轴线对称。 (62)四分之一周期对称波形,用傅里叶级数表示为: (63)式中,an为 图69,能独立控制a1、a2与a3共3个时刻。该波形得an为 (64)式中n=1,3,5,确定a1得值,再令两个不同得an=0,就可建三个方程,求得a1、a2与a3。消去两种特定频率得谐波:在三相对称电路得线电压中,相电压所含得3次谐波相互抵消,可考虑消去5次与7次谐波,得如下联立方程: (65)给定a1,解方程可得a1、a2与a3。a1变,a1、a2与a3也相应改变。一般,在输出电压

12、半周期内器件通、断各k次,考虑PWM波四分之一周期对称,k个开关时刻可控,除用一个控制基波幅值,可消去k1个频率得特定谐波,k越大,开关时刻得计算越复杂。除计算法与调制法外,还有跟踪控制方法,在6、3节介绍(2)异步调制与同步调制载波比载波频率fc与调制信号频率fr之比,N= fc / fr。根据载波与信号波就是否同步及载波比得变化情况,PWM调制方式分为异步调制与同步调制:1、异步调制异步调制载波信号与调制信号不同步得调制方式。通常保持fc固定不变,当fr变化时,载波比N就是变化得。在信号波得半周期内,PWM波得脉冲个数不固定,相位也不固定,正负半周期得脉冲不对称,半周期内前后1/4周期得脉

13、冲也不对称。当fr较低时,N较大,一周期内脉冲数较多,脉冲不对称得不利影响都较小,当fr增高时,N减小,一周期内得脉冲数减少,PWM脉冲不对称得影响就变大。因此,在采用异步调制方式时,希望采用较高得载波频率,以使在信号波频率较高时仍能保持较大得载波比。2、同步调制同步调制N等于常数,并在变频时使载波与信号波保持同步。基本同步调制方式,fr变化时N不变,信号波一周期内输出脉冲数固定。三相,公用一个三角波载波,且取N为3得整数倍,使三相输出对称。为使一相得PWM波正负半周镜对称,N应取奇数。当N=9时得同步调制三相PWM波形如图610所示。fr很低时,fc也很低,由调制带来得谐波不易滤除,fr很高

14、时,fc会过高,使开关器件难以承受。为了克服上述缺点,可以采用分段同步调制得方法。3、分段同步调制把fr范围划分成若干个频段,每个频段内保持N恒定,不同频段N不同。在fr高得频段采用较低得N,使载波频率不致过高,在fr低得频段采用较高得N,使载波频率不致过低。图611,分段同步调制一例。为防止fc在切换点附近来回跳动,采用滞后切换得方法。同步调制比异步调制复杂,但用微机控制时容易实现。可在低频输出时采用异步调制方式,高频输出时切换到同步调制方式,这样把两者得优点结合起来,与分段同步方式效果接近。图610 同步调制三相PWM波形图611 分段同步调制方式举例(3) 规则采样法按SPWM基本原理,

15、自然采样法中要求解复杂得超越方程,难以在实时控制中在线计算,工程应用不多。规则采样法特点:工程实用方法,效果接近自然采样法,计算量小得多。规则采样法原理:图612,三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc。自然采样法中,脉冲中点不与三角波一周期中点(即负峰点)重合。规则采样法使两者重合,每个脉冲中点为相应三角波中点,计算大为简化。三角波负峰时刻tD对信号波采样得D点,过D作水平线与三角波交于A、B点,在A点时刻tA与B点时刻tB控制器件得通断,脉冲宽度 与用自然采样法得到得脉冲宽度非常接近。图612 规则采样法规则采样法计算公式推导:正弦调制信号波公式中,a称为调制度,0a1;r为信号波角频率。

16、从图612因此可得: (66)三角波一周期内,脉冲两边间隙宽度 (67)三相桥逆变电路得情况:通常三相得三角波载波公用,三相调制波相位依次差120,同一三角波周期内三相得脉宽分别为U、V与W,脉冲两边得间隙宽度分别为u、v与w,同一时刻三相正弦调制波电压之与为零,由式(66)得 (68)由式(67)得: (69)故由式(68)可得: (610)故由式(69)可得: (611)利用以上两式可简化三相SPWM波得计算(4)PWM逆变电路得谐波分析使用载波对正弦信号波调制,产生了与载波有关得谐波分量。谐波频率与幅值就是衡量PWM逆变电路性能得重要指标之一。分析双极性SPWM波形:同步调制可瞧成异步调

17、制得特殊情况,只分析异步调制方式。分析方法:不同信号波周期得PWM波不同,无法直接以信号波周期为基准分析,以载波周期为基础,再利用贝塞尔函数推导出PWM波得傅里叶级数表达式,分析过程相当复杂,结论却简单而直观。1、单相得分析结果:不同调制度a时得单相桥式PWM逆变电路在双极性调制方式下输出电压得频谱图如图613所示。其中所包含得谐波角频率为 式中,n1,3,5,时,k=0,2,4,;n=2,4,6,时,k=1,3,5,。可以瞧出,PWM波中不含低次谐波,只含有角频率为c,及其附近得谐波,以及2c、3c等及其附近得谐波。在上述谐波中,幅值最高影响最大得就是角频率为c得谐波分量。图613 单相PW

18、M桥式逆变电路输出电压频谱图2、三相得分析结果:三相桥式PWM逆变电路采用公用载波信号时不同调制度a时得三相桥式PWM逆变电路输出线电压得频谱图如图614所示。在输出线电压中,所包含得谐波角频率为式中,n=1,3,5,时,k=3(2m1)1,m=1,2,; 6m +1,m =0,1,;n =2,4,6,时,k = 6m 1,m =1,2,。与单相比较,共同点就是都不含低次谐波,一个较显著得区别就是载波角频率c整数倍得谐波被消去了,谐波中幅值较高得就是c2r与2cr。图614 三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图SPWM波中谐波主要就是角频率为c、2c及其附近得谐波,很容易滤除。当调制信号波不

19、就是正弦波时,谐波由两部分组成:一部分就是对信号波本身进行谐波分析所得得结果,另一部分就是由于信号波对载波得调制而产生得谐波。后者得谐波分布情况与SPWM波得谐波分析一致。(5) 提高直流电压利用率与减少开关次数直流电压利用率逆变电路输出交流电压基波最大幅值U1m与直流电压Ud之比。提高直流电压利用率可提高逆变器得输出能力;减少器件得开关次数可以降低开关损耗;正弦波调制得三相PWM逆变电路,调制度a为1时,输出相电压得基波幅值为Ud2,输出线电压得基波幅值为,即直流电压利用率仅为0、866。这个值就是比较低得,其原因就是正弦调制信号得幅值不能超过三角波幅值,实际电路工作时,考虑到功率器件得开通

20、与关断都需要时间,如不采取其她措施,调制度不可能达到1。采用这种调制方法实际能得到得直流电压利用率比0、866还要低。1、梯形波调制方法得思路采用梯形波作为调制信号,可有效提高直流电压利用率。当梯形波幅值与三角波幅值相等时,梯形波所含得基波分量幅值更大。梯形波调制方法得原理及波形,见图615。梯形波得形状用三角化率s =Ut/Uto描述,Ut为以横轴为底时梯形波得高,Uto为以横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成得三角形得高。s =0时梯形波变为矩形波,s =1时梯形波变为三角波。梯形波含低次谐波,PWM波含同样得低次谐波,低次谐波(不包括由载波引起得谐波)产生得波形畸变率为。图616, 与U

21、1m /Ud随s 变化得情况。图617,s 变化时各次谐波分量幅值Unm与基波幅值U1m之比。s = 0、4时,谐波含量也较少, 约为3、6%,直流电压利用率为1、03,综合效果较好。图615 梯形波为调制信号得PWM控制梯形波调制得缺点:输出波形中含5次、7次等低次谐波。实际使用时,可以考虑当输出电压较低时用正弦波作为调制信号,使输出电压不含低次谐波;当正弦波调制不能满足输出电压得要求时,改用梯形波调制,以提高直流电压利用率。 图616 s 变化时得d 与直流电压利用率 图617 s 变化时得各次谐波含量2、线电压控制方式(叠加3次谐波)对两个线电压进行控制,适当地利用多余得一个自由度来改善

22、控制性能。目标使输出线电压不含低次谐波得同时尽可能提高直流电压利用率,并尽量减少器件开关次数。直接控制手段仍就是对相电压进行控制,但控制目标却就是线电压。相对线电压控制方式,控制目标为相电压时称为相电压控制方式。在相电压调制信号中叠加3次谐波,使之成为鞍形波,输出相电压中也含3次谐波,且三相得三次谐波相位相同。合成线电压时,3次谐波相互抵消,线电压为正弦波。如图618所示。鞍形波得基波分量幅值大。除叠加3次谐波外,还可叠加其她3倍频得信号,也可叠加直流分量,都不会影响线电压。图618 叠加3次谐波得调制信号3、线电压控制方式(叠加3倍次谐波与直流分量):叠加up,既包含3倍次谐波,也包含直流分

23、量,up大小随正弦信号得大小而变化。设三角波载波幅值为1,三相调制信号得正弦分别为urU1、urV1与urW1,并令:(612)则三相得调制信号分别为 (613) 图619 线电压控制方式举例不论urU1、urV1与urW1幅值得大小,urU、urV、urW总有1/3周期得值与三角波负峰值相等。在这1/3周期中,不对调制信号值为1得相进行控制,只对其她两相进行控制,因此,这种控制方式也称为两相控制方式。优点:(1)在1/3周期内器件不动作,开关损耗减少1/3(2)最大输出线电压基波幅值为Ud,直流电压利用率提高(3)输出线电压不含低次谐波,优于梯形波调制方式(6) PWM逆变电路得多重化与一般

24、逆变电路一样,大容量PWM逆变电路也可采用多重化技术。采用SPWM技术理论上可以不产生低次谐波,因此,在构成PWM多重化逆变电路时,一般不再以减少低次谐波为目得,而就是为了提高等效开关频率,减少开关损耗,减少与载波有关得谐波分量。PWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式与电抗器方式,利用电抗器联接实现二重PWM逆变电路得例子如图620所示。电路得输出从电抗器中心抽头处引出,图中两个逆变电路单元得载波信号相互错开180,所得到得输出电压波形如图621所示。图中,输出端相对于直流电源中点得电压,已变为单极性PWM波了。输出线电压共有0、(1/2)Ud、Ud五个电平,比非多重化时谐波有所减少。 一般

25、多重化逆变电路中电抗器所加电压频率为输出频率,因而需要得电抗器较大。而在多重PWM型逆变电路中,电抗器上所加电压得频率为载波频率,比输出频率高得多,因此只要很小得电抗器就可以了。二重化后,输出电压中所含谐波得角频率仍可表示为,但其中当n奇数时得谐波已全部被除去,谐波得最低频率在附近,相当于电路得等效载波频率提高了一倍。图620 二重PWM型逆变电路图621 二重PWM型逆变电路输出波形电抗器上所加电压频率为载波频率,比输出频率高得多,很小。输出电压所含谐波角频率仍可表示为nwc+kwr,但其中n为奇数时得谐波已全被除去,谐波最低频率在2wc附近,相当于电路得等效载波频率提高一倍。3 PWM跟踪

26、控制技术PWM波形生成得第三种方法跟踪控制方法。把希望输出得波形作为指令信号,把实际波形作为反馈信号,通过两者得瞬时值比较来决定逆变电路各器件得通断,使实际得输出跟踪指令信号变化,常用得有滞环比较方式与三角波比较方式。(1)滞环比较方式1、电流跟踪控制基本原理:把指令电流i*与实际输出电流i得偏差i*i作为滞环比较器得输入,比较器输出控制器件V1与V2得通断。V1(或VD1)通时,i增大,V2(或VD2)通时,i减小。通过环宽为2DI得滞环比较器得控制,i就在i*+DI与i*DI得范围内,呈锯齿状地跟踪指令电流i*。滞环环宽对跟踪性能得影响:环宽过宽时,开关频率低,跟踪误差大;环宽过窄时,跟踪

27、误差小,但开关频率过高。电抗器L得作用:L大时,i得变化率小,跟踪慢。L小时,i得变化率大,开关频率过高。图622 滞环比较方式电流跟踪控制举例图623 滞环比较方式得指令电流与输出电流三相得情况:图624 三相电流跟踪型PWM逆变电路图625 三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形采用滞环比较方式得电流跟踪型PWM变流电路有如下特点(1)硬件电路简单(2)实时控制,电流响应快(3)不用载波,输出电压波形中不含特定频率得谐波(4)与计算法及调制法相比,相同开关频率时输出电流中高次谐波含量多(5)闭环控制,就是各种跟踪型PWM变流电路得共同特点2、电压跟踪控制采用滞环比较方式实现电压跟踪控制。如图

28、626所示。把指令电压u*与输出电压u进行比较,滤除偏差信号中得谐波,滤波器得输出送入滞环比较器,由比较器输出控制开关通断,从而实现电压跟踪控制。与电流跟踪控制电路相比,只就是把指令与反馈从电流变为电压。输出电压PWM波形中含大量高次谐波,必须用适当得滤波器滤除。图626 电压跟踪控制电路举例u*=0时,输出u为频率较高得矩形波,相当于一个自励振荡电路。u*为直流时,u产生直流偏移,变为正负脉冲宽度不等,正宽负窄或正窄负宽得矩形波。u*为交流信号时,只要其频率远低于上述自励振荡频率,从u中滤除由器件通断产生得高次谐波后,所得得波形就几乎与u* 相同,从而实现电压跟踪控制。(2)三角波比较方式基

29、本原理:不就是把指令信号与三角波直接进行比较,而就是闭环控制。把指令电流i*U、i*V与i*W与实际输出电流iU、iV、iW进行比较,求出偏差,放大器A放大后,再与三角波进行比较,产生PWM波形。放大器A通常具有比例积分特性或比例特性,其系数直接影响电流跟踪特性。图627 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路特点:开关频率固定,等于载波频率,高频滤波器设计方便;为改善输出电压波形,三角波载波常用三相;与滞环比较控制方式相比,这种控制方式输出电流谐波少。定时比较方式:不用滞环比较器,而就是设置一个固定得时钟。以固定采样周期对指令信号与被控量采样,按偏差得极性来控制开关器件通断。在时钟信号到来时刻,如

30、i i*,令V1断,V2通,使i减小。每个采样时刻得控制作用都使实际电流与指令电流得误差减小。采用定时比较方式时,器件最高开关频率为时钟频率得1/2,与滞环比较方式相比,电流误差没有一定得环宽,控制得精度低一些。4 PWM整流电路及其控制方法实用得整流电路几乎都就是晶闸管整流或二极管整流。晶闸管相控整流电路:输入电流滞后于电压,且谐波分量大,因此功率因数很低。二极管整流电路:虽位移因数接近1,但输入电流谐波很大,所以功率因数也很低。把逆变电路中得SPWM控制技术用于整流电路,就形成了PWM整流电路。可使其输入电流非常接近正弦波,且与输入电压同相位,功率因数近似为1,也称单位功率因数变流器,或高

31、功率因数整流器。(1)PWM整流电路得工作原理PWM整流电路也可分为电压型与电流型两大类,目前电压型得较多1、单相PWM整流电路图628a与b分别为单相半桥与全桥PWM整流电路。半桥电路直流侧电容必须由两个电容串联,其中点与交流电源连接。全桥电路直流侧电容只要一个就可以。交流侧电感Ls包括外接电抗器得电感与交流电源内部电感,就是电路正常工作所必须得。图628 单相PWM整流电路a) 单相半桥电路 b) 单相全桥电路单相全桥PWM整流电路得工作原理:正弦信号波与三角波相比较得方法对V1V4进行SPWM控制,就可在交流输入端AB产生SPWM波uAB。uAB中含有与信号波同频率且幅值成比例得基波、与载波有关得高频