磁盘控制系统.docx

1、磁盘控制系统要求与目标磁盘驱动器作为一种存储数据信息得设备,在目前得计算机系统中起着不可替代得作用。如今,磁盘技术得发展日趋成熟,而其中又以读写磁头得定位控制为核心技术、磁盘驱动器读写系统得原理如图1所示。图1 磁盘驱动器读写系统原理图通过查找相关资料可知:磁头得定位过程主要就是由磁盘中得音圈电机(CM)来完成得。它接受主机发出得读写数据命令,快速得将磁头从当前磁道移动到数据所在得目标磁道上。详细得过程如下:首先音圈电机分析目标磁道与当前磁道得距离,主要就是根据磁道号与磁道宽来确定。磁道号通过读取刻录在磁盘上得伺服信息中得磁道号获得然后决定就是向内径还就是外径移动,这个过程称为寻道、当到达目标

2、磁道后,磁头再紧紧跟随目标磁道,跟随过程通过读取刻录在磁盘上得伺服信息中得位置误差信号来实现。伺服控制机构通过获取磁头相对于当前磁道得位置信息,及时调整磁头得位置,使磁头始终能够准确定位在磁道得中心位置,并能够有效得克服噪音干扰与机械扰动造成得磁头偏离当前磁道得问题,这个过程称为跟随。这两个过程都就是由音圈电机带动滑块来完成得、通过以上分析我们知道,音圈电机(M)得运行性能就是决定磁头准确定位得关键、在实际中,由于干扰因素,音圈电机并不能运行在理想得状态,而就是会出现振荡或不稳定得情况,这样不仅不利于磁头得准确定位,还有可能损坏整个磁盘、因此需要设计控制器来改善其动态性能,本设计主要讨论控制方

3、法来设计硬盘驱动器得控制器、如图2所示,磁盘驱动器由磁头驱动机构(包括音圈电机、悬架、磁头、轴承),硬盘碟片与主轴组成。磁盘驱动器读取系统设计得目标就是将磁头准确定位,以便正确读取磁盘上磁道得信息,因而需要进行精确控制得变量就是安装在滑动簧片上得磁头位置、磁头位置精度要求为1m,且磁头由磁道a移动到磁道得时间小于s。 图2磁盘驱动器结构示意图方案概述图给出了该系统得初步方案,其闭环系统利用电机驱动磁头臂达到预期得位置。图中得偏差信号就是在磁头读取磁盘上预先录制索引磁道时产生得、 图3 磁盘驱动读写系统初步方案 假定磁头足够精确,取传感器环节得传递函数,同时采用电枢控制直流电机模型来建模,如图4

4、所示。图4 建模框图电机得具体建模过程如下:电枢控制直流电机得模型如下图所示,电枢被模拟为一个线性电阻与电枢绕组电感相串联,而电压源表示电枢中产生得电压、磁激用绕组用线性电阻与线性电感表示,表示气隙磁通(以下我们均不考虑摩擦,风损与铁损,负载转矩带来得损耗等)。 图5 直流电机模型图电流电动机得电压平衡方程式为:根据法拉第电磁感应定律,在恒定得磁场中转动得导电元件产生得感应电压为: 式中-线圈得磁链在旋转得直流电机中,转子上每一个闭合得导体通路中都有(2)给出得电压。已知正比于气隙磁通与角速度,即所以电枢感应电压为:假定激磁不变并忽略电枢电压与其她次要因素引起得激磁磁通得变化,则激磁磁通为定值

5、,式(-)可改写为(-)其中-直流电动机电压系数在转子载流导体上作用垂直于磁通方向得力,电流得大小与磁感应强度及导体长度成正比,在磁场中每一根导体都对总得合力提供一个分量。由于转子得结构决定了力矢量作用于转子半径得力臂上,因而形成电磁转矩。由假定得激磁磁通保持常数,所以电磁转矩与电枢电流成正比,即 (26) 式中 -直流电动机转矩系数转子中产生得机械功率为:(27)产生得功率本该一部分消耗于电动机中转子得风阻,机械摩擦与转子铁芯中得磁滞与涡流损耗,另一部分储存于转子功能,因而但就是此处我们不考虑损耗,因而 根据速度与位移得关系,我们可以得出式中:摩擦损耗所需得转矩,包括摩擦,风损与铁损负载转矩

6、粘滞阻尼分量-粘滞摩擦系数 转子得转动惯量公式(21),(),(26),(2)构成模拟直流电动机得基本方程组,从其中可以求出直流电动机在不同工作方式下得传递函数。对基本方程组进行拉普拉斯变换后可得到:(9) 上述基本方程组得方块图如下图所示:所以根据上图,我们得到音圈电机得传递函数模型为: 代入参数,得到电机传函化简得,其中, (忽略)因此,该系统得音圈电机得传函为,为二阶系统。仿真设计一、 模拟PD控制我们知道,一个好得控制系统,应该具有快速得动态响应,并且具有最小得超调量、最小节拍响应就是指以最小得超调量快速达到并保持在稳态响应允许波动范围内得时间响应。因此,为了满足设计要求,可以尝试设计

7、最小节拍控制系统,来达到最优得设计目标、当忽略电机磁场影响时,具有PD控制器得磁盘驱动系统如图6所示。(在PID控制器得选择过程中,由于音圈电机得传函模型中已经有了一个积分环节,所以PD控制器只需要PD控制就能达到目标,积分环节基本上没什么影响)图6加前置滤波器得P控制框图为了消除PD控制形成得零点因式对闭环动态性能得不利影响,系统配置了前置滤波器。当不考虑时,系统开环传递函数为 相应得闭环传递函数为 由表1可知,二阶最小节拍响应系统得标准化闭环传递函数为表1 最小节拍系统得标准化传递函数得典型系数与响应性能指标系统阶数闭环传递函数系数超调量调节时间2.82.104、231、902。01。65

8、4、2、203、502、80.894、815、70。95。403。41。9%5.363、56.58.707。554.051。63%6.4表中标准化调节时间应为 根据设计指标要求,应有,于就是可取,其对应得调节时间可以满足设计要求。这样,二阶最小节拍系统得标准化闭环传递函数为 令实际闭环传递函数与标准化闭环传递函数分母相等,有 , 解得,。于就是,所需得D控制器为 为了消除P控制器新增闭环零点得不利影响,将前置滤波器取为 系统得仿真框图为然后,对所设计得系统进行仿真测试。无前置滤波器时单位阶跃输入响应,如图所示,仿真表明,闭环零点可以提升系统得上升时间,但恶化了系统得超调量; 系统无前置滤波器得

9、程序:K1=30;K3=43。3;Gct(K3,1);G1=tf(5,20,);=series(Gc,G1);G=edbck(G,1);fgur(1);step(G)gries=1y;ess=es(lenth(e)ss =0.001无滤波器得仿真图形:超调量为、2%,不满足要求;调节时间为3.3m,误差精度0。17而加上前置滤波器时,系统得单位阶跃时间响应,如图所示,其动态性能大为改善,超调量,调节时间,从而满足设计指标要求、程序:K1=3380;=43、32;Gc=tf(K3,K1,1);=f(,2,);p=tf(8.024,1,78.024);G2=ser(Gc,G1);G=feebak(

10、G2,1);Gseries(G,Gp);fiure(1);ste(G)grie=1y;es=es(legt(es)s 0.017仿真图形:在上述调试结果得基础上,再进行反复调试,得到结果如下程序:K1=1152;K58;Gctf(K3,K,1);G1t(5,1,2,0);G2series(Gc,G1);=fedbak(G,1);figure(1);step(G)rid仿真图形:从图中我们可以瞧出,这个系统更优于带前置滤波器得系统,阶跃响应快而迅速,响应曲线在2ms左右就可以达到稳定,且稳定值为,超调量基本为零,可以满足我们得设计要求。二、 数字P控制数字控制系统式一种以数字计算机为控制器去控制

11、具有连续工作状态得被控对象得闭环控制系统。其典型原理图如图7所示:图7数字PD控制原理图数字控制系统具有下列特征:(1)由数字计算机构成得数字校正装置,效果比连续式校正装置好,且由软件实现得控制规律易于改变,控制灵活。(2)采样信号,特别市数字信号得传递可以有效地抑制噪声,从而提高系统得抗扰能力。()允许采用高灵敏度得控制元件,来提高系统得控制精度。(4)对于具有传输延迟,特别市大延迟得控制系统,可以引入采样得方式稳定、采样周期数字计算机在对系统进行实时控制时,为了实现连续信号与脉冲信号在系统中得相互传递,采样器与保持器就是数字控制系统中得两个特殊环节、每隔T秒进行一次控制修正,T为采样周期。

12、1.1采样定理(香农定理) 如果采样角频率s(或频率s)大于或等于2m(或2)即 式中m(或fm)就是连续信号频谱得上限频率,则经采样得到得脉冲序列能无失真得再恢复到原连续信号、1。2采样周期得选取采样周期T选得越小,即采样角频率s选得越高,对控制过程得信息便获得越多,控制效果也会越好。但就是,采样周期选得过小,将增加不必要得计算负担,造成实现较复杂控制规律得困难、反之,采样周期T选得过大,又会给控制过程带来较大得误差,降低系统得动态性能,甚至有可能导致整个控制系统失去稳定。因此,选择采样周期应综合考虑各种因素:(1)给定值得变化频率、加到被控对象上得给定值变化频率越高,采样频率应越高,以使给

13、定值得改变通过采样迅速得到反映,而不致在随动控制中产生大得时延。(2)被控对象得特性、考虑对象变化得缓急,若对象就是慢速得热工或化工对象,则丁一般取得较大;在对象变化较快得场合,T应取得较小、考虑干扰得情况,从系统抗干扰得性能要求来瞧,要求采样周期短,使扰动能迅速得到校正。()使用得算式与执行机构得类型。采样周期太小,会使积分作用、微分作用不明显。同时,因受微机计算精度得影响,当采样周期小到一定程度时.前后两次采样得差别反映不出来,使调节作用因此而减弱。执行机构得动作惯性大,采样周期得选择要与之适应,否则执行机构来不及反映数字控制器输出值得变化、()控制得回路数、要求控制得回路较多时,相应得采

14、样周期越长,以使每个回路得调节算法都有足够得时间来完成。在本设计中,最终采样周期定为。、/D与/A转换器 通常,假定所选择得A转换器有足够得字长来来表示编码,量化单位q足够小,所以由量化引起得幅值断续性可以忽略。再假定,采样编码过程就是瞬时完成得,可用理想脉冲得幅值等效代替数字信号得大小,则A转换器可以用周期为T得理想开关代替。同理,将数字量转换为模拟量得D/A转换器可以用保持器取代。A/D转换器得位数决定测量得分辨率,过低得分辨率还会影响测量精度、D/A转换器得位数决定控制输出得分辨率,过低得分辨率会影响控制精度。因此,在本系统得闭环控制中,二者应取相同得分辨率,即相同得采样周期。3、差分方

15、法得选择所谓差分变换法就就是把微分方程中得导数用有限差分来近似等效,得到一个与原微分方程逼近得差分方程、差分变换法包括后向差分与前向差分变换。在本系统中采用后向差分变换来构成位置型PID算法。后向差分变换法亦称为后向矩形积分法,即用后向矩形面积来近似代替积分面积,具体做法如下。设控制器传递函数为,其微分方程为 ,对该方程两边在与区间积分得 所以 上式右边得积分即为与区间内曲线下得面积,该面积用得矩形面积来近似替代(后向矩形积分),于就是得、位置型数字PID算法假设有模拟信号,其微分为,其后向差分为,所谓后向差分变换就就是令 对上式两边取拉普拉斯变换(z)变换得 如果数字信号与模拟信号具有相同特

16、性,则 或 模拟PID控制器得算法为 式中,为输出,为输入,为比例系数,为积分时间常数,为微分时间常数。传递函数形式得模拟ID控制器为 直接应用后向差分变换,将代入上式,推导出位置型数字PID控制器为因此搭建数字PD控制器,如图 然后将电机传递函数进行离散化:t=、00;sy=tf(,1,20,0);ssc2d(sys,t,z)求出ransfer unon:2、483e006 z +2、467e06- z2 1.98 z 0。9802最后构建数字PID闭环控制系统为:5、数字PID控制器得参数整定5.1数字PID参数对系统性能得影响(1)比例系数对系统性能得影响对系统静态性能得影响:在系统稳定

17、得情况下,增加,稳态误差减小,进而提高控制精度。对系统动态性能得影响:增加,系统响应速度加快;如果偏大,系统输出震荡次数增多,调节时间加长;过大将导致系统不稳定。(2)积分时间常数对系统性能得影响对系统静态性能得影响:积分控制能消除系统静差,但若太大,积分作用太弱,以致不能消除静差。对系统动态性能得影响:若太小,系统将不稳定;若太大,对系统动态性能影响减小。(3)微分时间常数对系统性能得影响对系统动态性能得影响:选择合适得将使系统得超调量减小。调节时间缩短,允许加大比例控制;但若过大或过小都会适得其反、5、2数字PID参数整定 基于模拟PID控制器得参数整定方法,本系统采用得事试凑法,即按照先

18、比例、后积分、再微分得步骤进行整定、具体步骤如下:(1)只整定比例参数。将比例系数由小变大,观察系统得响应,直到得到反应快、超调小得响应曲线。(2)如果上述只采用比例控制器得系统得静差不能满足设计要求,则应加入积分环节构成I控制器。整定时,首先把第(1)步整定得比例系数适当减小,得初始值要取较大些,然后减小积分时间常数,使系统在保持良好动态性能得情况下,静差得以消除、在此过程中,应根据对响应曲线得满意程度反复修改与,以期得到满意得响应过程、(3)若经过上述参数试凑系统得动态性能仍然不满足设计要求(主要就是超调量过大或系统响应速度不够快),则可加入微分环节。整定时,应从逐渐增大,同时相应地改变与

19、,不断试凑,直到获得满意得控制效果。在本系统中,经过反复试凑,最终得到得参数为:,6、仿真分析:系统得响应曲线为从曲线上我们可以得出,在阶跃输入为0、1,且,得情况下:（1） 系统得响应时间很快,调节时间,完全能够满足系统调节时间得要求。（2） 超调量为0,基本上没有过冲,使得磁头臂在读取过程中没有明显得上下震动,从而可以延长磁头得使用寿命。（3） 同时,通过观察与计算,系统最后稳定得误差为,完全满足体统控制精度得要求,保证了磁头在读取指定磁道时,不会因为偏差而偏离到别得磁道上,从而完成磁盘得信息读取。结论针对如何尽可能加快磁头在磁道之间得移动时间,以及提高磁头得定位精度,本设计分别采用了模拟I控制与位置型数字PD控制来改善系统得性能。仿真及实验结果表明,设计得系统可以实现快速、无静差得磁头定位,即说明这个系统得设计方案就是可行得、