简体UC3854控制之功率因数修正器电路设计Word文件下载.docx

1、 相移量的大小主要是反应了主动式功因修正器的输入电抗大小，任何像是电感或电容的电抗皆会造成输入电流相对于输入电压的相位改变。电压电流间的相位 差也是一种功率因子典型的定义，即功率因子等于电 压与电流相角差的余弦函数电压与电流间的相角差也反映出虚功率的大小。如果 负载的电抗只占负载阻抗的一小部份，则相位差将会 很小。当输入端因前馈信号或控制回路造成相移时， 主动式功因修正器可对输入电流产生一个相位修正的 效果。此外，交流侧的线电流滤波器也可能会造成相 位移。谐波失真率反映出主动式功因修正器的输入阻抗中的非 线性成分。任何输入阻抗的变动（以输入电压的函数 呈现）将会造成输入电流的谐波失真，而此谐波

2、失真 也是造成低功率因子的原因之一。谐波失真将会造成 输入电流均方根值的增加，但不会增加输入的功率。 也因此一个非线性的负载将会造成不好的功率因子， 其原因是系统需要输入较高的电流但总输出功率却很 低。如果非线性的成分较小的话，则谐波失真也会相 对的减小。主动式功因修正器的失真主要有几个生成 的原因：前馈信号、回授控制的闭回路、输出电容、 系统电感及输入的桥式整流器。表 1个主动式功因修正器可以轻易的达到一个很高的功 率因子，一般而言皆远高于 0.9 以上。但功率因子不会 随着谐波失真或电流波型的改变而有明显的变化，所 以比直接观察功率因子的大小更方便的方法，是利用 下列几个数值来考虑。例如：

3、3%的谐波失真其功因为0.999；30%谐波失真的电流其功因仍有 0.95；与电压相差 25 度的电流其功因为 0.90。 以目前的趋势来说，负责电力质量的全球性标准组织 多以详细列出输入线电流上每一个频段的最大容忍谐 波量的方式来制订标准。IEC 555-2 订定了 15 次谐波之前的每一个谐波与 15 次之后的总谐波相对的电流谐波容许量。表一列出了在本文完成时， IEC 555-2 所 列出的谐波需求。该标准包含了两个部份的规范：相 对的电流谐波量以及总谐波量的绝对最大值，这两个 限制都适用于所有的设备。这个表主要是拿来作线间 谐波失 真规 范的例 子， 尚无法 作为 设计时 的规 格参

4、考。这是因为 IEC 在目前尚也未提出 IEC 555 的最后版 本，因此此一标准仍可能会有大幅度的修改。主动式功因修正 对于一个主动式功因修正器的功率级电路而言，升压 型调节器是一个极佳的选择，其主要的原因是此架构 的输入电流是连续的，也因此它产生较低的传导性干 扰与最好的输入电流波形。然而升压型调节器的缺点 就是它的输出需要是一个高电压，也就是输出电压需 要高于输入的预期峰值电压。 应用在主动式功因修正用途上的升压型调节器其输入 电流波形必须与输入电压波形成正比。因此必须使用 回授控制来达到此一目的，图 1高功率因子电路的基本组态可以采用的方法包括峰值电流模式控制法或者是平均电流模式控制法

5、等。这两种控制技术都可利用 UC3854来实现。峰值电流模式控制法在电流回授响应上的低 增益与高频宽的特性使这种控制法不适用于高性能的主动式功因修正器，因为此方法的电流命令与实际电 流间的误差较大。此一现象也将会造成谐波失真与较 差的功率因子。平均电流模式控制法主要是利用一个简单的概念，就是在升压型调节器功率电路上再外加一个由放大器电 路构成的回授回路，也因此输入电流将会以微小的误差量追随着电流命令而变化。以上就是平均电流控制法的优点，也是为什么能改善功率因子的原因。平均 电流模式相对来讲是比较容易实现的，这也是本文所 要描述的方法。图 2 调节器前端的波形图 3 高功率因子图 1 所示为升压

6、型功率因子修正器的电路方块图，升压型功率因子修正器的功率电路部份是与直流/直流升 压型转换器是相同的。在电感之前有一个桥式整流电 路对交流输入电压进行整流，但交流转直流用的大型 输入电容已被移到升压型转换器的输出侧。在某些电路中桥式整流电路后会接上一个电容值较小的电容，此电容主要是作为抑制噪声用。升压型调节器的输出 电压为一定值，但它的输入电流则呈现半个弦波的形 式。流入输出电容器的功率不是一个定值，它是以输 入电压的两倍频率变化，其瞬间的功率为电容的瞬时电压乘以流入电容的瞬时电流。如图 2 所示，最上方的波形为输入功率因子修正器的电压与电流，第二个 波形则为流入与流出输出电容的能量。当输入电

7、压高 于输出电容的电压时，电容是处于储能的状态；当输 入电压低于输出电容的电压时，电容是处于放能的状态。第三个波形是电容的充电电流与放电电流，此电流波形与输入电流波形有着不同的形状，且其频率它 几乎是在输入电压的二次谐波上。此一能量的流动将 会造成二次谐波形式的电压涟波，如图 2 中之第四个 波形所示。要注意的是，这个电压涟波与电流波形相差为 90 度，所以这是虚功形式的储能。在考虑输出电容的额定值时必须将处理二次谐波涟波电流以及处理 升压型转换器功率开关在调变时所造成的高频涟波电 流的能力考虑进去。控制电路 主动式功率因子修正器必须同时控制输入电流与输出 电压，而电流控制回路的命令是由整流后

8、的线电压所 决定，因此可以使转换器的输入阻抗呈现电阻性。而 输出电压的控制是藉由改变电流命令的平均值大小来 完成。模拟的乘法器将整流后的线电压乘以电压误差 放大器的输出后，产生一个电流控制命令。也因此电 流的控制命令与输入电压的形状相同，同时其平均值 代表输出电压的控制命令大小。图 3 所示为一个主动式 功率因子修正器所需要的基本控制器电路方块图。输 出电流乘法器的输出称之为 Imo，而这个乘法器的输出 即为输入电流的控制命令。在图 3 中，乘法器的输入端（输入电压整流后的电压）是以电流的方式表示的， 因为这就是 UC3854 的动作原理。除了乘法器之外，在图 3 中还包括了平方器与除法器，这

9、些电路主要的功能是将电压误差放大器的输出除以 输入电压的平均值取平方后的数值，最后得到的值再 乘以整流后的电压信号。这个外加的电路将可使电压 回路的增益维持一个定值，没有它的话电压回路增益 将会是平均输入电压的平方倍。输入电压的平均值称之为前馈电压信号或是 Vff，而当它被前馈到电压回路增益时，此一数值提供了一个开回路的修正量，且这 个值是需要取平方后用来作为电压误差放大器输出电 压信号 Vvea 的除数。电流的控制信号必须尽可能地接近整流后的线电压信 号以提升功率因子，如果电压回路的频宽太大，则此 控制回路将会调节输入电流以达成输出电压的恒定， 但这样会使得输入电流的波形严重失真。因此电压回

10、 路的频宽必须小于输入线电压的频率。但是电压回路 的瞬时响应又必须要很快，所以电压回路的频宽又需 要尽可能地大。平方器与除法器所构成的电路将可使 回路的增益维持定值，所以控制器频宽就可以尽可能 地靠近 输入 线电压 的频 率以降 低输 出电压 的暂 态变 化。当电压输入变动范围大时，这个问题更形重要。 这个使回路增益维持定值的电路让电压误差放大器的 输出变成一种功率的控制，电压误差放大器的输出就 可直接控制传送到负载的功率大小，从以下的例子就 可以轻易地看到这个现象。如果电压误差放大器的输 出是一个定值，而输入的电压变成两倍，则控制命令 将会变成两倍，但这个命令值将会除以前馈电压信号 的平方，

11、也就是除以四倍的输入电压信号，而其结果 将会使输入电流变成原先值的一半。输入电压变成两 倍时，输入电流变为原值的一半则可维持与原输入功 率相同的功率。因此，电压误差放大器的输出即可用 来控制功率因子修正器的输入功率等级，此种控制法 可用来限制系统从电源得到的最大的功率。如果将电 压误差放大器的输出限制在某些值（即对应到某些最 大输入功率等级的值），则当输入电压在正常操作范围 内时主动式功率因子修正器将不会从电力线吸取超过 这个最大值的功率。输入的失真源 控制电路会将谐波失真与相移导入输入电流波形，产 生这些误差的原因包括输入端的桥式整流器、乘法电 路的输出与以及输出与前馈电压中的涟波等。 在主

12、动式功率因子修正器中有两个调变过程，首先是 输入端的桥式整流的影响，再则是乘法电路、除法电 路与平方电路所造成的影响。每一个调变过程都会产 生两个输入端间乘积、谐波或边频（sideband）的影响，且 这些过程在数学上的表示式都相当地复杂。然而有趣 的是，虽然这两种调变会互相的影响，但却可相互的 解调，所以它的解是相当简单的。就如同之前所描述， 在主动式功率因子修正器中的涟波电压皆是线电压频 率的二次谐波。当这些电压经过乘法转换电路后，所 得的信号将转换成输入电流的控制命令，输入电流再 经过输入端整流二极管后，二次谐波电压的大小值将 会产生两种不同频率的成分。这两项成分分别为输入 线电压频率的

13、三次谐波成分以及基本波成分。且这两 个成分的电压大小值为原来二次谐波电压大小值的一 半，其相位则与原先二次谐波的相位相同。如果这个 涟波电压大小值为输入线电压大小值的 10%且相位位 移 90 度的话，则输入电流将会产生一个相移为 90 度， 大小为基本波 5%的三次谐波再加上一个相移也是 90 度，大小为基本波 5%的一次谐波。 前馈电压是将交流的电压整流后所得的电压，而这个 电压有一个二次谐波的成分，且这个成分的大小值为 平均输入电压大小值的 66%。前馈电压除法器的滤波电容大大地衰减了二次谐波，且有效地消除了较高频 的谐波 ，因 此前馈 的输 入端仅 会存 有少量 的二 次谐 波。如图

14、3 所示，这个前馈电压将会被送到平方电路 中。由于此一涟波具有相当高的直流成分，因此涟波 的大小值会被变成两倍。除法器对涟波的成分没有影 响，因此此一涟波会直接出现在乘法器的输入端，最 后变成输入电流的三次谐波失真与相移。平方电路将 信号转 换成 两倍的 动作 反应出 输入 电流谐 波失 真量 （以百分比表示）与前馈输入端涟波电压的量（以百 分比表示）是相同的。很明显地，前馈的涟波电压必须相当小如此输入电流 的失真才会降低。涟波电压可以利用一个具有单一极 点且截止频率非常低的滤波器来加以衰减。然而，由 于系统也希望能对输入电压的变化有非常快的响应， 因此滤波器的响应时间也不能太久。当然，这两种

15、需 求是相违背的，所以必须想出一个折衷的方法。使用 一个具有双极点的滤波器可以在涟波衰减量相同的前 提下提供较单极点滤波器更快的瞬时响应时间。双极 点滤波器的另一个优点是它的相移量是单极点滤波器 的两倍。而这将导致二次谐波相移 180 度，且使得所产 生的三次谐波与输入电流的相移量变得与输入电压相 同。若前馈电压加一个单极点滤波器，大小为前馈输 入 3%的二次谐波涟波电压其相移量将会造成 0.97 的功 率因子。若使用一个双极点的滤波器，则在功率因子 上将不会有任何的相移成分，原因是因为它的输出是 与输入电流同相位的。由前馈输入端二次谐波所造成 的输入电流三次谐波成分，其大小值将会与二次谐波

16、涟波电压一样。若在前馈电压中出现 3%的二次谐波， 则输入电流也将会含有 3%的三次谐波失真。由于涟波电流会流经输出电容，因此输出电压也会含 有二次谐波的涟波。此一涟波电压会经由误差放大器 接回乘法器电路的输入端，并像前馈电压信号一样其 输出结果控制着输入电流，这也会造成输入电流的二 次谐波 失真 。由于 这个 涟波电 压不 会经过 平方 器电 路，它所造成的谐波失真大小与相移量将会是涟波电 压所造成的一半。为了避免相移，电压误差放大器的 输出涟波电压必须与线电压同相位。而电压误差放大 器则必须将二次谐波相移 90 度以使得其输出与线电压 同相位。图 4 尖波（Cusp）失真 使用平均电流模式

17、控制法的升压型转换器，其电压回路 的 控 制 对 输 出 转 移 函 数 （control to output transfer function）具有单极点的下降（roll off）特性，因此可用一个 平坦增益的误差放大器来进行补偿。虽然这将会产生 一个有 90 度相位边界（phase margin）的高稳定回路，然 而这样还是未达到最佳化的设计。由于输出电容上的 涟波电压其相位与输入电流相位相差 90 度，因此若误 差放大器对于二次谐波频率有平坦的增益，则所造成 的输入电流谐波其相位与交流电压整流所得到的电压 之相位也将相差 90 度。藉由将相移的成份导入电压误 差放大器，系统的功率因子将

18、可得到改善。这样将可 将功率因子相移的成份移动到与输入电压吻合，并得 到功率 因子 的提升 。在 必须使 电压 回路稳 定的 前提 下，可加入的相移量是有限的。如果将相位边界减少 到 45 度，则二次谐波的相位将会非常接近 90 度，这使 得失真成分与输入电压同相。 由输出涟波电压所造成的输入总失真量决定了电压控 制回路的频宽，若输出电容很小但失真量又必须要很 小，则控制回路的频宽就必须要低，如此涟波电压就 可以藉由误差放大器加以衰减。瞬时响应是回路频宽 的函数，低的频宽将会减慢瞬时响应速度，且将造成 较大的超越量（overshoot）。所以输出电容必须大到可达 成快速的输出瞬时响应与低输入电

19、流失真等目的。 设计回路补偿器的技巧就是找出误差放大器中输出涟 波电压需要减少的总量，并倒推回增益等于 1 时的频 率。当相位边界最小时，回路的频宽最高。因此选择45 度的相位边界是一个不错的折衷方法，因为这样可 以得到不错的回路稳定度与快速的瞬时响应，并且容 易设计。这样设计的电压误差放大器在回路增益等于 1 的频率之前其增益都是平坦的，在此频率之后则呈单 极点的下降斜率。这样的设计可使用一个简单的电路 得到线电压频率二次谐波的最大衰减量，并获得最大 的频宽与 45 度的相位边界。尖波失真 当交流侧的输入电压越过零伏特时将会发生所谓的尖 波失真，在此时电流命令所需要的电流将会超过可得 到的电

20、流变化率。当输入电压很靠近零伏时，于功率 晶体关闭的时间将会在电感两端有一个很小的跨压， 于是电流将无法快速地建立起来，因此输入电流将会 比预计的值还要延迟一段短暂的时间后才出现。当输 入电流达到所命令的值之后，控制回路的运作回归正 常，输入电流也开始追随命令电流变化。输入电流无 法依照命令电流变化的时间长度是电感值的函数。较 小的电感值将会有较好的电流响应与较好的失真率， 但较小的电感将会造成较高的涟波电流。因尖波失真 状况所造成的总谐波失真量一般不大，且几乎都是较 高次的谐波，这个问题也可藉由提高切换频率来解决。UC3854 功能方块图图 5 为 UC3854 的功能方块图，此图与 IC

21、数据手册中 的附图相同。这个 IC 的内部包含了控制一个功率因子修正器所需的电路。UC3854 是以平均电流模式控制法实现的，但它也具有极高的灵活度以配合各种不同功 率电路架构与控制方法使用。图 5 的左上角包含了一个低电压锁定比较器与它的致 能比较器，这两个比较器的输出必须同为 1 才能使这个IC 正常工作。电压误差放大器的反向输入端连接到 IC的第 11 脚且叫做 Vsens。电压误差放大器旁的二极管 主要是用来描述内部电路的特性而并非一个实际的元 件。在方块图中的二极管皆为理想二极管，在正常操 作时，到电压误差放大器非反向输入端被接到 7.5 伏特的参考电压，但此一电压也被用来做为软启动

22、功能使用。这样的电路组态使得在输出电压达到它的操作点 前电压回路控制便已开始动作，这可以避免产生启动 突波现象（突波可能会损坏电源供应器）。在误差放大 器的反向输入端与 IC 第 11 脚间的二极管也是一个理想二极管，因此并不会造成反向输入端与参考电压间的压降。此一二极管在实际的 IC 中是利用一个差动放大 器来完成的。IC 内部同时提供了一个可对软启动计时 电容器充电的电流源。电压误差放大器的输出 Vvea 接到 UC3854 的第 7 接脚， 这个信号也是乘法器的输入。输入乘法器的另一个信号是来自第六支接脚的 Iac，这个输入信号是来自输入 端整流器的斜率控制命令。这支接脚将保持在 6 伏

23、特， 且是电流形式的输入信号。接脚 8 是前馈的输入端 Vff，且这个值在馈入到乘法器除法输入端之前将会被 先取其平方值。从第 12 脚输入的 Iset 电流也被用在乘 法器上以限制最大的输出电流。由乘法输出的电流为 Imo，它将从 IC 的第 5 脚流出且同时被接到电流误差放 大器的非反向输入端。 电流误差放大器的反向输入端被接到 IC 的第 4 脚，也 就是 Isens 接脚。而电流误差放大器的输出将连接到调 变脉宽的比较器，且这个值将与来自第 14 脚的震荡斜 率做比较。这个震荡器与比较器控制着 S-R 正反器的触 发信号并藉以控制着第 16 脚的高电流输出。UC3854 输出电压在 I

24、C 内部已被箝制在 15 伏特，所以功率电晶 体将不会被过驱动。IC 的第 2 脚提供了突波电流的过 电流保护，当这支接脚的电位一被拉到负压时，它将 马上使得输出的脉波关闭。而 IC 的参考电压输出为第9 脚，输入电压则是连接到 IC 的第 15 脚。设计流程 功率电路设计在本例中，我们将使用一 250 瓦特的升压型转换器来当 作功率电路的设计范例。升压型功率因子修正器的控制电路几乎与功率电路的功率等级无关，一个 5000 瓦特的功率因子修正器，其控制器将会与 50 瓦特的功率图 5 UC3854 功能方块图图6 250 瓦功率因子修正器完整电路图修正器几乎一样。虽然功率级电路有所差异，但所有

25、 功率因子修正器的电路设计过程将会相同。既然设计 过程是相同的，其它等级的功率电路都可以将 250 瓦特 的修正器当做一个不错的类推范例，它可以类推到更 高或较低输入等级的修正器。图 6 为一个此一电路的设 计电路图，其设计流程说明如下。规格 转换器功能的规格制订是设计流程的开始，输入线电 压的最小值与最大值、最大的输出功率与输入线电压 的频率 范围 都必须 先订 定出来 。就 这个范 例电 路而 言，其规格为：最大输出功率为：250 瓦特输入电压范围：交流 80 到 270 伏特 线电压频率范围：47 到 65Hz 符合这个定义的电源供应器几乎可适用于世界各地的 不同输入电源。升压型调节器之

26、输出电压必须高于输入的峰值电压，且建议值是高出最大输入电压 5%到10%的电压值，所以输出电压将决定为直流电压 400 伏特。功率晶体的切换频率并没有一定的标准。但切换频率 必须足够高到让功率电路体积降低并降低失真，同时 需低到足以维持效率。在大部分的应用里，切换频率 选择在 20 KHz 到 300KHz 的范围是个不错的折衷选 择。在本范例中，转换器的切换频率设定为 100KHz， 如此可 当作 兼顾体 积与 效率的 折衷 选择。 在此 频率 下，电感的值不需太大，尖波失真也将会被减到最小， 电感的体积会变小，由输出二极管所造成的能量损失 也不会太高。当转换器操作在较高的功率等级时，较 低

27、的切换频率将可降低能量损耗。开关的导通减震电 路可用来减少切换损失并使得转换器在高频切换时达 到非常高的效率。电感的选择 电感将决定在输出侧高频涟波电流的大小，且它的值 与涟波电流大小值有关。电感值是以输入侧的交流电 流峰值来决定。由于最大的峰值电流出现在线电压等 于最小值的位置，其关系式为图7 在此范例中，转换器的输入线电流峰值为 4.42 安培， 出现在输入为交流 80 伏特时。在升压 型转 换器中 最大 涟波电 流发 生在责 任周 期为 50%时，这也意味是在升压比为 M=Vo/Vin=2 的时候。 电感电流的峰值一般不会发生在这个时候，因为它的峰值是由正弦控制命令的峰值所决定的。电感的

28、涟波电流峰值对于计算输入滤波器所需的衰减量而言是很 重要的。圗 7 为本范例转换器电感上涟波电流峰对峰值 对输入电压的关系图。一般来说，电感上的涟波电流峰对峰值多被设定为最大线电流峰值的 20%。这个值在某种程度上只是一项 参考用的数值，因为这通常不是高频涟波电流的最大 值。较大的涟波电流值将会使得转换器在大部分的线 电流整流周期都操作在不连续模式的状况下，这也代表输入滤波器必须变大以衰减更多的高频涟波电流。使用平均电流模式控制法的 UC3854 可让升压型转换器 的功率电路操作在连续模式与不连续模式底下，且其 特性没有丝毫的改变。 电感值是由半波整流最低输出电压时的电流峰值、在此电压时的责任

29、周期 D 以及切换频率所决定的，其关系式如下：其中I 是指电流涟波峰对峰值。在这 250 瓦特的范例 电路里，D=0.71、I=900 mA、电感 L=0.89 mH。为了 方便起见，电感值被四舍五入而以整数 1.0 mH 代替。 由于高频的涟波电流会被加成到线电流峰值中，所以 电感电流的峰值会等于线电流峰值与二分之高频涟 波电流峰对峰值的总和。电感必须能够承受此一数值 的电流。就本范例而言，电感的峰值电流为 5.0 安培， 而峰值电流的限制将被设定为比这个值高出 10%的 5.5 安培。输出电容 选择输出电容所需考虑的因素包括切换频段的涟波电 流大小、涟波电流的二次谐波、输出的直流电压、输 出的涟波电压与保持时间。流经输出电容的总电流为 切换频段的涟波电流均方根值与线电流的二次谐波均 方根值。般常用来当作输出电容的大型电解质电容 通常包含一个等效的串联电阻，且此一电阻值会随着 频率而变化，一般在越低频时此电阻值越高。电容可 负荷的电流量一般是由电容的温升来决定的。一般计 算此一电流的方法乃是去计算高频涟波电流与低频涟 波电流所造成的温升，然后将它们加总起来即可。一 般电容 的资 料手册 里也 会提供 必要 的等效 串联 阻抗 （ESR）与温升效应的信息。 在选择输出电容时，输出电压维持时间的要求常常都