半桥谐振转换器拓扑的比较Word格式文档下载.docx
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图1描述了可以用于高频开关电源的三种形式的谐振变换器。
在串联负载线路，两个电容
形成了容值为
串联谐振电容；
在并联负载转换器
是唯一的谐振电容，电容
只是把输入直流电压分为两半；
串并负载转换器，既有串联谐振电容也有并联谐振电容。
对于电源装置所有这三个转换器都会减小开关损耗。
线路可以工作于高于谐振频率或低于谐振频率，作者目前发现工作频率高于谐振频率较好，这点将参考图2介绍。
图2展示了谐振转换器工作频率高于谐振频率时的波形，在三种变换器中，半桥线路给谐振线路施加了一个电压方波，由于谐振线路的滤波作用，在谐振电感Lr中电流近似为正弦波，流过谐振线路的电流（流过电感Lr的电流）滞后于施加到谐振线路电压（半桥线路产生的方波的基波分量），从而可知变换器的工作频率高于谐振频率。
如图2所示，由FET产生的电流分别为电流正弦波的180o
部分，从图2可以看出由于FET导通前反向二极管的导通使FET两端电压为零，从而FET没有开通损耗，注意，反向FET电流是由另一个FET截至引起的。
例如，如果下面的FET截至，由于谐振电感的感性，原来流过FET的电流不能突变，迫使电流反方向流过上面的FET（流过反向寄生二极管），也应该注意到一旦由于线路的谐振使电流反向，导通的反向二极管有一个关断时间
，
等于功率FET的正向导通时间，这种情况使得二极管没有开关应力，事实上，功率FETS相关的寄生二极管（双极性达林顿晶体管）有足够的速度满足线路工作于几KHz的需要。
因此，对于谐振变换器，工作频率高于谐振频率的一个主要好处是没有二极管或FET开关损耗，并且二极管可以是一般速度的。
但无论如何，实现这些优点，FETS必须关断电流，因此一定会承受关断损耗。
但可以通过在FET两端加上一个小的缓冲期电容实现无损耗缓冲期，不需要缓冲期放电用的电阻，如此做因为不需要通过打开FET给电容放电，而是关断半桥中另一个FET给电容放电。
例如，当下面的FET关闭，加到上面FET两端的电容将通过负载电流放电，此时负载电流流过上面FET的反向寄生二极管。
当工作与更高频存在一定的开关损耗，它是由FET漏极-源极间和漏极-栅极间电容储存能量引起的，这些容性下载导通时放电（释放相应储存的能量），当工作于更高频率和电压时这种损耗是很大的，谐振转换器工作频率大于谐振频率时，损耗被消除，如前段所讲的无损缓冲期论述的内容一样，也就是说，另一个FET关断时，储存在任何电容的能量再送给直流电源。
另外，由于截至频率更低输出和输入滤波器尺寸得到最小化（低于谐振的截至频率降低来控制输出，因此，滤波器设计应根据频率的最低点）。
如果变换器频率低于谐振频率将会失去前面所提到的所有优点，也就是说，低于谐振频率会产生FET导通损耗、二极管开关损耗（需要高速二极管），存储在FET寄生电容的能量会放电且损耗在FET上，并且输入输出滤波器必须根据开关频率的最小值设计。
工作频率低于谐振频率时，FET关断是没有损耗的，但是，由于关闭损耗可以采用无损耗缓冲器技术减小关闭损耗，对于转换器低于谐振频率这点不能成其为主要的优势。
对于工作于高开关频率的大多电源应用谐振变换器高于谐振频率是一个合适的选择。
下面章节将描述AC分析方法，比较工作频率高于谐振频率的三种谐振变换器的各自的特点。
深入的信息可参考文献【1】和【2】，他们详细讨论和分析了并联谐振变换器，参考文献【3】详细分析了串联谐振变换器，参考文献【4】论述了谐振变换器小信号稳定性，文献【5】介绍了串并结合谐振变换器，参考文献【6】分析了串并结合谐振变换器工作于工作频率低于谐振频率的情况。
谐振转换器线路分析
对于在此所考虑的三种谐振变换器，半桥转换器施加给谐振网络一个电压方波，谐振网络具有滤除更高谐波电压的作用，所以，本质上，一个电流的正弦波输入给谐振线路（对于大范围的负载都是如此），这说明可以使用经典的AC分析方法，分析过程如下，输入电压方波的基波加到谐振网络，谐振网络产生正弦波电流和电压可以采用经典的AC分析法进行计算。
对于带有电感输出滤波的整流正弦波电压在整流器的输入端进行了调整，输出的直流电压为其平均值。
对于容性输出滤波器，加到整流器的电压为方波，流入整流器的电流为正弦波，因此方波电压的基波在分析中得到了应用。
值得注意的是电源负载阻性和AC分析中的负载阻性是不一样的，由于整流的非线性，含滤波线路的整流器对于谐振线路的研究等效于阻抗变压器。
图3描述AC分析时谐振线路的等效负载阻抗的引出，并联和串并谐振变换器采用了电感输出滤波器，驱动整流器的为一个等效电压源（谐振电容提供的低阻抗电源），流入整流器的电流为方波，应用于等效交流阻抗的为它的基波，因此，等效交流阻抗为：
图中还给出了根据实际线路值计算基波的公式，串联县镇变换器用容性滤波器，因此为电流源驱动整流器，整流器的输入为方波电压，所以，交流等效阻抗为：
图中还给出了根据实际变换器波形计算基本交流元素的公式。
总而言之，用经典的AC分析方法来研究三种谐振变换器，采用所有波形基波，并且谐振网络的负载为把整流器的非线性考虑在内的等效阻抗。
串联谐振变换器
利用等效电阻Rac和早期得出AC分析方法，推出串联谐振变换器的特点。
将会用到如图4所示等效交流线路，上面指定电压为线路中交流基波，它们将在分析的最后适当转换为方波。
通过应用分压等式，很容易写出串联谐振线路的交流增益（图4）
VIN为逆变器施加到谐振线路的方波电压的基波，对于半桥变换器这个方波电压幅值为EIN/2（见图1），因为谐振线路的输入和输出都为方波电压，变换器的增益可以通过前面给出的表达式根据实际变换器值给出（前述等式左侧与方波幅值相关的因子取消），
分别代入等式（4）得：
上式中E参考变换器中实际的直流输出电压，Ed为加到谐振线路的实际方波电压，对于半桥拓扑为EIN/2.
前面等式对于五种Q值下的曲线画在图5，这些曲线在工作频率高于谐振频率下可以认为是精确的，尽管方波电压激励线路，谐振网络的滤波足可以认为线路中电流为正弦波。
并联谐振转换器分析
并联谐振转换器可以采用类似的分析。
用图3给出的等效阻抗Rac和图4的第二个等效线路，线路的交流增益：
等式曲线如图6，注意，Q约大于2时谐振点附近输出电压最大值，最大输出电压可以用下式计算：
再次，这些曲线在高于谐振频率时是精确的，谐振线路滤除输入方波的谐波。
串并转换器分析
串并谐振变换器分析和前面类似的AC分析方法，只是包含了更多的数学算式。
采取经典的交流分析方法可以得到图4第三个线路的增益（应用图3）
从上式可以看出，增益取决CP和CS的比率，它也决定并联或串联线路的特性，这个比率的选择将在后面讨论，在此将画出两种情况特性增益曲线，对于CP=CS，
增益为：
如果CP=2CS，增益为：
图7和图8展示了这两个等式的曲线，每个曲线对于不同QS值、串联线路Q情况，如图所示，对于串联Q大于3或4时，谐振曲线峰值出现的频率点和由串联电容和串联电感近似相同，换句话说，对于这些串联Q值，负载阻抗很小，几乎使并联谐振电容短路，使得线路近似为串联谐振。
当转换器没有负载时，串联Q减小，并且谐振峰值移向更高频率。
这是因为等效谐振电容在轻载时由串并谐振的并联电容给出（如图4，Rac较大的情况），
最后，轻载或没有负载时，谐振峰值点频率由下式给出：
（26）
当串联Q表达式值为较小时，则并联Q表达式（等于串联Q表达式的倒数）为一个较大值，也即，负载电阻从小到大变换时，线路特性由串联到并联特性变化。
谐振变换器拓扑比较
根据给定应用变换器的选择，下面的讨论将就三种谐振变换器各自独特的特性进行分析。
串联谐振变换器主要的缺点是空载时不能调整输出电压，这点可以从图5特性谐振曲线看出，例如，Q=1时，曲线没有什么“选择性”，事实上，空载时曲线为水平线，这意味着这种转换器只应用于不需要负载调整的场合。
实现空载调整的一种方式是采用一个比变换器谐振频率低得多频率打开和关闭变换器。
另一个缺点是输出滤波电容必须承受很大的纹波电流（幅值为直流输出电流的48%），对于低电压、大电流输出的应用这是一个很大的缺点，因此，串联谐振变换器不适合低压、大电流输出的场合，而适合高压、小电流的场合，因为高输出电压时变换器的高压侧不需要磁元件。
串联谐振变换器的主要优点是原边的串联谐振电容具有隔直作用，为此变换器容易应用于全桥拓扑，不用附加控制就可以控制由功率FET开关时间和导通压降带来的磁不平衡（直流电流不能流过变压器），为此串联谐振变换器适合大功率的全桥拓扑变换器。
串联谐振变换器的另一个优点是由于负载的减小流过功率器件的电流减小。
这个优点使得功率器件导通损耗（其它线路损耗也一样）随着负载的减小而减小，因此，得到高的器件负载效率，下一节会看到，并联谐振就不是如此。
需要注意的是如果变换器工作在谐振点附近（在重载时），变换器输出短路时，电流将升高到一个大的值，为了控制这种情况下的输出电流，变换器的频率通过控制升高。
防止变换器短路是较容易的，由于电流的升高需要几个谐振周期，有一定的时间让控制线路采取措施。
并联谐振变换器
图6给出了并联谐振变换器的特性增益曲线，从这些曲线我们可以看出，相对于串联谐振变换器，工作频率高于谐振频率的变换器能够在空载时控制输出电压。
还要注意在谐振点输出电压为负载的函数，如果开关频率不提高空载时输出电压将升高到一个很大的值。
并联谐振的变换器的主要缺点流过功率FET和谐振元件的电流对于负载是相对独立的，图9展示了对谐振线路的输入电流的计算值（谐振电感中电流，也是流过功率FET的电流）为负载电阻的函数，图也展示了电流相对施加到谐振线路方波电压的相位和工作频率。
正如看到的那样，负载电阻增加（负载减轻），工作频率增加来调整输出电压，但流入谐振线路的电流相对恒定。
这种情况使得功率FET导通损耗增加，负载减小时但电抗元件相对固定，所以变换器轻载时效率受到影响。
另外，输入到变换器的直流电压增加时环路电流增加，因此，这种变换器离理想的变换器更远，理想变换器应该为大范围输入电压、低于最大功率和很高的效率，相反，这种变换器适合于小范围输入电压（例如
）、在接近最大设计功率变（例如，最大设计功率75%）换器负载或多或少相对恒定，功率变换器必须根据最大功率考虑热设计，这样负载轻运行起来才没问题，只是器件负载效率低于满载时的效率。
并联谐振变换器适合于电压、大电流输出场合，因为变压器低压输出侧直流滤波器为输入电感，因此，不需要承受很高纹波的直流输出电容，电感限制了加载输出电容的纹波电流。
需要注意的是通过在变压器次边线圈两端放置谐振电容，变压器漏感能够用作谐振电感，由于电容必须承受太多的交流电流，对于低压输出不是非常理想，但对于较高输出电压变换器这种谐振电容放置是需要的，另外，谐振电容可以放在变压器的第三个线圈，这种交替的安排方式在参考文献【1】论述的更完整。
并联谐振变换器本身就避免短路发生，谐振电容的直接短接说明了这种特性，为此，变换器施加的整个方波电压直接通过谐振电感，因此，阻抗限制了电流，这个特点使得并联谐振变换器完全满足线路严重短路的需要。
串并结合变换器
串并结合的变换器充分利用了串联和并联变换器的优点，同时消除了二者的缺点（串联谐振变换器空载不能调整、并联谐振变换器环路电流独立于负载）。
这些后面将会展示，实现这个目标需要谐振元件的合适的选择，但一定程度上需要更宽的频率范围。
通过观察图7和图8特性增益曲线，能清晰看到假定并联谐振电容CP不是太小的情况下变换器能够在空载下工作和调整（如果Cp为零，线路为串联谐振变换器），电容Cp越小，谐振曲线有效“选择性”越少，也就是说，电容Cp越来越小，变换器越来越类似于串联变换器。
无论如何，具有合理的Cp变换器就可以工作于空载，这样就消除了串联谐振变换器的缺点，如此，变换器产生了并联谐振转换器的一些特性。
这种变换器应该消除并联谐振变换器的缺点（独立于负载的恒定环流电流），这是事实，但只对特定元件值。
从图10计算的曲线可以看到，图10中谐振线路的输入电流（谐振电感中的电流）为负载阻值的函数，对于图中这些元件值，输入电流随着负载减小（主旨增加）而减小，这个曲线可以和图9所示直接并联谐振变换器曲线比较。
注意线路元件其他值时电流是不减小的。
图7和图8分别展示了减小电容Cp的影响，当Cp相对于Cs越来越小，曲线“选择性“越来越少。
例如，如果轻载时Q=1，正常工作时Q=0.6，需要保持输出电压，图7展示了需要的工作频率近似1.7，另一方面，图8显示需要频率为2，换句话说，随着Cp减小轻载时需要的频率增加。
这是为减小环路电流减小Cp的一个限制条件。
为了使环路电流减小并保持高的器件负载效率，需要选择变换器参数使得满载Q在4和5附近，对于Qs的这些值变换器显示为必须得串联谐振变换器，环路电流随着负载的减小而减小。
当负载进一步减小，变换器展示位并联谐振转换器，环路电流不再随着负载减小。
无论如何，对于Cp=Cs的情况，随着负载从满载减小环路电流大约减小2到1。
因为由环路电流引起的损耗与电流的方波成比例，在满载值导通损耗下降4到1，
这个下降足够维持一个好的器件负载效率，因此，认为Cs=Cp是很好的折中设计，具有好的器件负载效率，并且空载时允许调整操作和合理的频率。
实验结果
用面包板搭建了串并谐振变换器（图1）来验证理论预测，用了
的谐振电感，并联电容和等效串联电容相等，每个位
，线路设计功率为250W，输出电压为5V，输入直流电压为180-360V，图7在设计中得到了应用，图11给出了测量波形。
这些可以和图2比较，我们可以看到导通时无损耗的，电流的波形是正弦波，图12给出了测量效率（没计算控制回路功率）和流入谐振线路的峰值电流（即流过FET的峰值电流），环路电流随着负载减小而减小，它说明了轻载时保持了优秀的效率。
图13给出了70%负载输入直流电压变化时效率和峰值电流曲线（峰值晶体管电流），随着输入电压的变化数值基本保持不变。
在输入电压为200V，负载变化使输出功率从75W到225W，频率大约从250KHz到380KHz变化。
总结和结论
应用交流分析方法推出了半桥串联谐振、并联谐振和串并谐振超级谐振DC-DC变换器的特性，根据这些分析结果以及实验结果，发现串并结合转换器具备需要的单纯串联和并联谐振的特性，同时消除了这两种变换器的缺点。
尤其是结果表明串并谐振变换器可以工作于大范围的输入电压和大范围的负载（空载到满载），同时保持良好的效率。
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