基于TL494的开关电源设计大学本科毕业设计.docx
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基于TL494的开关电源设计大学本科毕业设计
毕业设计报告书
设计题目：
基于TL494的开关电源制作
系部：
电子信息系
专业：
新能源应用技术
班级：
能源1001
基于TL494的12V开关电源制作
摘要
随着电子技术的高速发展,电子系统的应用领域越来越广泛,电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。
近年来,随着功率电子器件（如GTR、MOSFET）、PWM技术以及电源理论发展,新一代的电源开始逐步取代传统的电源电路。
该电路具有体积小，控制方便灵活，输出特性好、纹波小、负载调整率高等特点。
开关电源中的功率调整管工作在开关状态，具有功耗小、效率高、稳压范围宽、温升低、体积小等突出优点，在通信设备、数控装置、仪器仪表、视频音响、家用电器等电子电路中得到广泛应用。
开关电源的高频变换电路形式很多,常用的变换电路有推挽、全桥、半桥、单端正激和单端反激等形式。
本论文是基于TL494的12V开关电源设计，利用MOSFET管作为开关管，可以提高电源变压器的工作效率，有利于抑制脉冲干扰，同时还可以减小电源变压器的体积。
关键词：
直流磁偏自激振荡TL494
第1章开关电源基础技术
1.1开关电源概述
1.1.1开关电源的工作原理
开关电源的工作原理图如图1-1所示；图中输入的直流不稳定电压Ui经开关S加至输出端，S为受控开关，是一个受开关脉冲控制的开关调整管。
使开关S按要求改变导通或断开时间，就能把输入的直流电压Ui变成矩形脉冲电压。
这个脉冲电压经滤波电路进行平滑滤波就可得到稳定的直流输出电压U0。
图1-1开关电源的工作原理（a）为原理性电路图，（b）为波形图
为方便分析开关电路，定义脉冲占空比如下：
（1-1）
式中T表示开关S的开关重复周期；TON表示开关S在一个开关周期中的导通时间。
开关电源直流输出电压U0与输入电压Ui之间有如下关系：
（1-2）
由（1-2）式可以看出，若开关周期T一定，改变开关S的导通时间TON，即可改变脉冲占空比D，达到调节输出电压的目的。
T不变，只改变TON来实现占空比调节的方式叫做脉冲宽度调制（PWM）。
由于PWM式的开关频率固定，输出滤波电路比较容易设计，易实现最优化，所以PWM式开关电源用得较多。
若保持TON不变，利用改变开关频率f=1/T实现脉冲占空比调节，从而实现输出直流电压U0稳压的方法，称做脉冲频率调制（PFM）方式开关电源。
由于开关频率不固定，所以输出滤波电路的设计不易实现最优化。
既改变TON，又改变T，实现脉冲占空比的调节的稳压方式称做脉冲调频调宽方式。
在各种开关电源中，以上三种脉冲占空比调节方式均有应用。
1.1.2开关电源的组成
开关电源由以下四个基本环节组成，见图1-2所示。
其中DC/DC变换器用以进行功率变换，是开关电源的核心部分；驱动器是开关信号的放大部分，对来自信号源的开关信号放大，整形，以适应开关管的驱动要求；信号源产生控制信号，由它激或自激电路产生，可以是PWM信号，也可以是PFM信号或其它信号；比较放大器对给定信号和输出反馈信号进行比较运算，控制开关信号的幅值，频率，波形等，通过驱动器控制开关器件的占空比，达到稳定输出电压值的目的。
除此之外，开关电源还有辅助电路，包括启动电路、过流过压保护、输入滤波、输出采样、功能指示等。
DC/DC变换器有多种电路形式，其中控制波形为方波的PWM变换器以及工作波形为准正弦波的谐振变换器应用较为普遍。
开关电源与线性电源相比，输入的瞬态变换比较多地表现在输出端，在提高开关频率的同时，由于反馈放大器的频率特性得到改善，开关电源的瞬态响应指标也能得到改善。
负载变换瞬态响应主要由输出端LC滤波器的特性决定。
所以可以通过提高开关频率、降低输出滤波器LC的方法改善瞬态响应态。
图1-2电源基本组成框图
1.1.3开关电源的特点
1.效率高：
开关电源的功率开关调整管工作在开关状态，所以调整管的功耗小，效率高，一般在80%—90%，高的可达90%以上。
2.重量轻：
由于开关电源省掉了笨重的电源变压器，节省了大量的漆包线和硅钢片，电源的重量只有同容量线性电源的1/5，体积也大大缩小。
3.稳压范围宽：
开关电源的交流输入电压在90—270V范围变化时，输出电压的变化在±2%以下。
合理设计电路，还可使稳压范围更宽，并保证开关电源的高效率。
4.可靠安全：
在开关电源中，由于可以方便的设置各种形式的保护电路，所以当电源负载出现故障时，能自动切断电源，保护功能可靠。
5.功耗小：
由于功率开关管工作在开关状态，损耗小，不需要采用大面积散热器，电源温升低，周围元件不致因长期工作在高温环境而损坏，所以采用开关电源可以提高整机的可靠性和稳定性。
1.2关电源典型结构
1.2.1串联开关电源结构
串联开关电源工作原理的方框图如图1-3所示；功率开关晶体管VT串联在输入与输出之间。
正常工作时，功率开关晶体管VT在开关驱动控制脉冲的作用下周期性地在导通、截止之间交替转换，使输入与输出之间周期性的闭合与断开。
输入不稳定的直流电压通过功率开关晶体管VT后输出为周期性脉冲电压，再经滤波后，就可得到平滑直流输出电压U0。
U0和功率开关晶体管VT的脉冲占空比D有关，见式（1－2）。
图1-3串联开关电源原理图
输入交流电压或负载电流的变化，会引起输出直流电压的变化，通过输出取样电路将取样电压与基准电压相比较，误差电压通过误差放大器放大，控制脉冲调宽电路的脉冲占空比D，达到稳定直流输出电压U0的目的。
1.2.2并联开关电源结构
并联开关电源工作原理方框图如图1-4所示，功率开关晶体管VT与输入电压、输出负载并联，输出电压为：
（1-3）
图1-4为一种输出升压型开关电源，电路中有一个储能电感，适当利用这个储能电感，可将并联开关电源转变为广泛使用的变压器耦合并联开关电源。
图1-4并联开关电源原理图
变压器耦合并联开关电源工作框图如图1-5所示；功率开关晶体管VT与开关变压器初级线圈相串联接在电源供电输入端，功率开关晶体管VT在开关脉冲信号的控制下，周期性地导通与截止，集电极输出的脉冲电压通过变压器耦合在次级得到脉冲电压，这个脉冲电压经整流滤波后得到直流输出电压U0。
同样经过取样电路将取样电压与基准电压UE进行比较被误差放大器放大，由误差放大器输出至功率开关晶体管VT，通过控制功率开关晶体管VT的导通、截止达到控制脉冲占空比的目的，从而稳定直流输出电压。
由于采用变压器耦合，所以变压器的初、次级侧可以相互隔离，从而使初级侧电路地与次级侧电路地分开，做到次级侧电路地不带电，使用安全。
同时由于变压器耦合，可以使用多组次级线圈，在次级得到多组直流输出电压。
图1-5变压器耦合并联开关电源原理图
第2章开关电源主控元件
2.1功率晶体管（GTR）
2.1.1功率晶体管的结构
达林顿NPN功率晶体管就是将几只单个晶体管在元件内部做成射极跟随器，晶体管模块是指将几级达林顿晶体管集成在一起，对外构成一定电路形式的一个组合单元，目前功率晶体管模块的电流/电压已达1000V/1200V。
功率晶体管内部结构和图形符号如图2-1所示，功率晶体管模块如图2-2所示：
图2-1功率晶体管内部结构和图形符号
图2-2功率晶体管模块
（a）单管模块电路；（b）双管模块电路
2.1.2功率晶体管的工作原理
功率晶体管和小信号晶体管一样都有电压和电流放大的重要功能，基本原理类似，都是电流控制双极型器件。
对于共射极电路，基极注入一定的基极电流IB，器件进入“开通”的饱和状态，集电极电流IC产生，集电极和发射极之间的压降UCES就很低；基极电流IB消失或者注入一定的反向电流，器件立刻进入“关断”的截止状态，集电极电流IC为零，集电极和发射极之间能承受较高的电压UCEO。
功率晶体管的电流放大倍数β是在一定条件下测定的，使用条件不同，电流放大倍数β就不同。
一般来说，集电极电流IC越小，电流放大倍数β就大；集电极电流IC越大，电流放大倍数β就小。
对于单只功率晶体管而言，晶体管集电极IC达到元件额定电流一半以上时，电流放大倍数β明显下降，一般会下降到β=8~10。
因此功率晶体管在一定要求的基极脉冲电流IB的作用下，就能够在开通过程、导通状态、关断过程、截止状态四种不同阶段中转换，完成功率晶体管开关的动作。
2.1.3功率晶体管的特性与参数
1.功率晶体管输出IC-UCE。
功率晶体管共射极电路输出特性IC-UCE如图2-3所示，有截止区、线性区、准饱和区、深饱和区组成，分别对应不同的基极驱动电流IB。
图2-3功率晶体管共射极电路输出特性
饱和压降UCES是在一定的基极驱动电流IB，功率晶体管处于饱和状态下，集电极和发射极之间的电压。
饱和度越深，饱和压降UCES越小，导通损耗越小，但是导致关断过程中退出饱和的时间延长。
一般来说，应用于开关状态的功率晶体管在导通在导通状态集电极电流IC大，饱和压降UCES小，截止状态集电极电流就是漏电流，ICEO小，集电极和发射极之间的电压UCE高，截止损耗POFF=ICEOUCE小，加上开通过程和关断过程的开关损耗小，因此开关状态的功率晶体管总损耗比应用在线性区功率晶体管损耗P=ICUCE小。
2.功率晶体管的开关特性反应功率晶体管在开通过程、导通状态、关断过程、截止状态四个阶段中动作的快慢特点和时间参数。
如图所示功率晶体管的开关特性，有延迟时间td、上升时间tr、存储时间ts、下降时间tf组成，其中导通时间ton有延迟时间td、上升时间tr组成，关断时间toff有存储时间ts、下降时间tf组成。
为了加快功率晶体管的开关过程，必须优化基极驱动电流脉冲。
3.功率晶体管最大额定值表示功率晶体管极限参数，主要有集电极允许通过的最大电流ICM，集电极最大允许耗散功率PCM，最大允许结温TJM，晶体管击穿电压UCEO、UCBO、UEBO。
UCEO是基极开路、集电极-发射极间的击穿电压：
UCBO是发射极开路、集电极-基极间的击穿电压；UEBO是集电极开路、发射极-基极间的击穿电压。
一般来讲，晶体管在应用中任何时候都不允许超过极限参数。
2.2电力场效应晶体管（MOSFET）
2.2.1电力场效应晶体管特点
电力场效应晶体管简称电力PowerMosfet。
特点是用栅极电压来控制漏极电流，驱动电路简单，需要的驱动功率小，开关速度快，工作频率高，热稳定性好。
但是电流容量小，耐压低，一般适用于功率不超过10kW的电源电子装置。
2.2.2MOSFET的结构和工作原理
电力MOSFET的种类按导电沟道可分为P沟道和N沟道，图2-4所示为N沟道结构。
电力MOSFET的工作原理是：
在截止状态，漏源极间加正电源，栅源极间电压为零。
P基区与N漂移区之间形成的PN结反偏，漏源极之间无电流流过。
在导电状态，即当UGS大于开启电压或阈值电压UT时，栅极下P区表面的电子浓度将超过空穴浓度，使P型半导体反型成N型而成为反型层，该反型层形成N沟道而使PN结消失，漏极和源极导电。
（a）内部结构断面示意图（b）电气图形符号
图2-4电力MOSFET的结构和电气图形符号
MOSFET开关时间在10～100ns之间，工作频率可达100kHz以上，是电力电子器件中最高的。
由于是场控器件，静态时几乎不需输入电流。
但在开关过程中需对输入电容充放电，仍需一定的驱动功率。
开关频率越高，所需要的驱动功率越大。
第3章开关电源中的TL494
3.1TL494的内部功能
TL494是美国德州仪器公司生产的电压驱动型脉宽调制器，在显示器、计算机等系统电路中作为开关电源电路，TL494的输出三极管可接成共发射极及射极跟随器两种方式，因而可以选择双端推挽输出或单端输出方式，在推挽输出方式时，它的两路驱动脉冲相差180度，而在单端方式时，其两路驱动脉冲为同频同相。
内部功能如图3-1所示。
其引脚功能如下：
1、2脚分别为误差比较放大器的同相输人端和反相输人端。
3脚为控制比较放大器和误差比较放大器的公共输出端，输出时表现为或输出控制特性，也就是就在两个放大器中，输出幅度大者起作用。
当3脚的电平变高时，TL494送出的驱动脉冲宽度变窄，当3脚电平低时，驱动脉冲宽度变宽。
4脚为死区电平控制端，从4脚加入死区控制电压可对驱动脉冲的最大宽度进行控制，使其不超过180度，这样可以保护开关电源电路中的三极管。
5、6脚分别用于外接振荡电阻和电容。
7脚为接地端。
8、9脚和11、12脚分别为TL494内容末级两个输出三极管的集电极和发射极。
12脚为电源供电端。
13脚为功能控制端。
14脚为内部5V基准电压输出端。
15、16脚分别为控制比较放大器的反相输人端和同相输人端。
3.2TL494的特点
TL494是一种固定频率脉宽调制电路，它包含了开关电源控制所需的全部功能，广泛应用于单端正激双管式、半桥式、全桥式开关电源。
TL494有SO－16和PDIP－16两种封装形式，以适应不同场合的要求。
TL494能产生PWM，能调整频率和脉宽，还有一路基准电压，这些都满足DC-DC的条件，采用不同拓扑，得到升压和降压，采用推挽（push-pull）方式，升压，可以改变反馈电阻，得到其他电压；采用BUCK拓扑降压，可以改变反馈电阻，得到其他电压，如图3-1所示：
图3-1TL494外形图
TL494其他主要特点如下：
集成了全部的脉宽调制电路；片内置线性锯齿波振荡器；外置振荡元件仅两个（一个电阻和一个电容）；内置误差放大器；内止5V参考基准电压源；可调整死区时间；内置功率晶体管可提供500mA的驱动能力；推或拉两种输出方式。
3.3TL494的工作原理
TL494是一个固定频率的脉冲宽度调制电路，内置了线性锯齿波振荡器，振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节，输出脉冲的宽度是通过电容CT上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进行比较来实现。
功率输出管V1和V2受控于或非门。
当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选通，即只有在锯齿波电压大于控制信号期间才会被选通。
当控制信号增大，输出脉冲的宽度将减小。
控制信号由集成电路外部输入，一路送至死区时间比较器，一路送往误差放大器的输人端。
死区时间比较器具有120mV的输人补偿电压，它限制了最小输出死区时间约等于锯齿波周期的4％，当输出端接地，最大输出占空比为96％，而输出端接参考电平时，占空比为48％。
当把死区时间控制输入端接上固定的电压（范围在0一3.3V之间）即能在输出脉冲上产主附加的死区时问。
脉冲宽度调制比较器为误差放大器调节输出脉宽提供了一个手段：
当反馈电压从0.5V变化到3.5时，输出的脉冲宽度从被死区确定的最大导通百分比时间中下降到零。
两个误差放大器具有从-0.3V到（VCC-2.0）的共模输入范围，这可能从电源的输出电压和电流获得。
误差放大器的输出端常处于高电平，它与脉冲宽度调制器的反相输人端进行“或”运算，正是这种电路结构，放大器只需最小的输出即可决定控制回路。
当比较器CT放电，一个正脉冲出现在死区比较器的输出端，受脉冲约束的双稳触发器进行计时，同时停止输出管V1和V2的工作。
若输出控制端连接到参考电压源，那么调制脉冲交替输出至两个输出晶体管，输出频率等于脉冲振荡器的一半。
如果工作于单端状态，且最大占空比小于50％时，输出驱动信号分别从晶体管V1或V2取得。
输出变压器一个反馈绕组及二极管提供反馈电压。
在单端工作模式下，当需要更高的驱动电流输出，亦可将V1和V2并联使用，这时，需将输出模式控制脚接地以关闭双稳触发器。
这种状态下，输出的脉冲频率将等于振荡器的频率。
TL494内置一个5.0V的基准电压源，使用外置偏置电路时，可提供高达10mA的负载电流，在典型的0—70oC温度范围50mV温漂条件下，该基准电压源能提供
15％的精确度。
TL494的测试波形如图3-2所示。
TL494若将13脚与14脚相连．可形成推挽式工作；若将13脚与7脚相连．可形成单端输出方式。
为增大输出可将2个三极管并联。
图3-2TL494的测试波形
3.4TL494内部电路
TL494是一种电压控制模式的PWM控制和驱动集成电路芯片，由于它具有两路相位相差180°的PWM驱动信号输出，因此被广泛的应用与单端式（正极式和反极式）和双端式（半桥式、全桥式和推挽式）开关稳压电源电路。
总体结构比同类集成电路SG3524更完善。
TL494内部电路框图见图3-3。
图3-3TL494内部电路框图
1.内置RC定时电路设定频率的独立锯齿波振荡器，其振荡频率：
（3-1）
式中，f单位为KHz，R的单位为kΩ，C的单位为μF，其最高振荡频率为300KHz，能驱动双极型开关管或MOSFET管。
2.内部设有比较器组成的死区时间控制电路，用外加电压控制比较器的输出电平，通过其输出电平使触发器翻转换，控制两路输出之间的死区时间。
当⑷脚输出电平升高时，死区时间增大。
3.触发器的两路输出设有控制电路，使内部2只开关管既可输出双端时序不同的驱动脉冲，驱动推挽开关电路和半桥开关电路，也可输出同相序的单端驱动脉冲，驱动单端开关电路。
4.内部两组完全相同的误差放大器，其同相输入端和反相输入端均被引出芯片外，因此可以自由设定其基准电压，以方便用于稳压取样，或用其中一种作为过压、过流的超阈值保护。
5.输出驱动电流单端达到400mA，能直接驱动峰值开关电流达5A的开关电路。
双端输出为2×200mA，加入驱动级即能驱动近千瓦的推挽式和半桥式电路。
若用于驱动MOSFET管，则需另加入灌流驱动电路。
第4章开关电源的原理图设计
4.1交流滤波设计
在交流滤波电路设计中，热敏电阻RT1是负温度系数（NTC）热敏电阻。
电阻随温度升高而减小。
在L、N两根线上存在着干扰，当两根线上的波形完全一致时（幅值和相位相同），我们称之为共模干扰，当波形相反时（幅值和相位相反）称之为差模干扰。
由于产生的因素是不确定的，无法预测的，所以我们要尽量消除干扰的存在。
消除共模干扰可以通过L1、C2、C3来实现，消除差模干扰可以通过C1、C4来实现。
由于在电路中存在着斜波成分，所以在R13两侧并联一个C1，来滤除交流电中的斜波成分，C2，C3起着通直流阻交流的作用，在C2和C3两侧并联一个C4来消除电源中的高频成份C28的作用是滤除地受隔离干扰情况下的交流成分。
交流滤波电路设计原理图如图4-1所示：
图4-1交流滤波电路图
4.2整流桥电路设计
整流桥堆产品是由四只整流硅芯片作桥式连接，外用绝缘朔料封装而成，大功率整流桥在绝缘层外添加锌金属壳包封，增强散热。
它分为全桥和半桥。
全桥由四只二极管组成，有四个引出脚。
两只二极管负极的连接点是全桥直流输出端的“正极”，两只二极管正极的连接点是全桥直流输出端的“负极”。
半桥由两只二极管组成，有三个引出脚。
正半桥两边的管脚是两个二极管的正极，即交流输入端；中间管脚是两个二极管的负极，即直流输出端的“正极”。
负半桥两边的管脚上两个二极管的负极，即交流输入端；中间管脚是两个二极管的正极，即直流输出端的“负极”。
一个正半桥和一个负半桥就可以组成一个全桥。
它的最大整流电流从0.5A到100A，最高反向峰值电压从50V到1600V。
本电路设计所采用的是半桥电路，它的作用就是将交流变成直流。
桥堆电路如图4-2所示：
图4-2整流桥电路图
电压UDC的计算公式为：
（其中
，
称为负载系数，取值范围为1.2~1.4）输出波形如图4-3所示：
图4-3桥式整流电路电压、电流波形
4.3半桥逆变和全波整流设计
如图4-4所示：
R1和R2起到均压的作用，C7的作用是消除半桥电路中可能出现的直流磁偏。
C10使V1瞬间达到饱和状态，施加反向电压将会。
R5和R39起到自激振荡作用。
R3和C8构成阻容吸收电路，抑制一次侧绕组产生的感应电动势。
V1和V2不能同时导通，否则直流侧短路，所以要引入一个“死去电压”。
当V1导通时，一次侧能量增加E1，当V2导通时，一次侧能量增加E2，在数值上我们总是希望E1=E2。
一个周期的积累量：
。
那么，N个周期积累的能量就为
，当某个周期来临时，就会大于它的最大储存能量，这样就达到了磁通饱和。
图4-4半桥逆变和全波整流电路
4.4变压器电路设计
变压器是一种静止的电气设备，根据电磁感应原理，将一种形态（电压、电流、相数）的交流电能，转换成另一种形态的交流电能。
当一个正弦交流电压U1加在初级线圈两端时，导线中就有交变电流I1并产生交变磁通ф1，它沿着铁芯穿过初级线圈和次级线圈形成闭合的磁路。
在次级线圈中感应出互感电势U2，同时ф1也会在初级线圈上感应出一个自感电势E1，E1的方向与所加电压U1方向相反而幅度相近，从而限制了I1的大小。
为了保持磁通ф1的存在就需要有一定的电能消耗，并且变压器本身也有一定的损耗，尽管此时次级没接负载，初级线圈中仍有一定的电流，这个电流我们称为“空载电流”。
如果次级接上负载，次级线圈就产生电流I2，并因此而产生磁通ф2，ф2的方向与ф1相反，起了互相抵消的作用，使铁芯中总的磁通量有所减少，从而使初级自感电压E1减少，其结果使I1增大，可见初级电流与次级负载有密切关系。
当次级负载电流加大时I1增加，ф1也增加，并且ф1增加部分正好补充了被ф2所抵消的那部分磁通，以保持铁芯里总磁通量不变。
如果不考虑变压器的损耗，可以认为一个理想的变压器次级负载消耗的功率也就是初级从电源取得的电功率。
变压器能根据需要通过改变次级线圈的圈数而改变次级电压，但是不能改变允许负载消耗的功率。
如图4-5和4-6分别是主变压器电路和主变压器电路。
图4-5主变压器电路
图4-6推动变压器电路
4.5主控电路设计
主控电路如图4-7所示：
它是基于TL494设计的，1脚的电压为：
4脚的作用是调整占空比。
通过计算得出导通占空比应该在37%左右。
当V5导通时，意味着Ube>0.7V则UO通过计算大约为4V左右。
当输出电压过低时，V5处于截止状态，当输出电压过高时，V5处于导通状态。
V5通过调整导通占空比来控制开关电源，对输出短路起到保护作用。
16脚电压为：
U16=IOJ1。
通过计算可知IO大约为29A。
所以它的过载保护电流为29A。
图4-7主控电路设计
4.6滤波电路设计
如图4-8所示：
采用LC滤波电路进行滤波。
图4-8滤波电路
第5章组装与调试
5.1开关电源的组装
拿到套件后应按下列顺序完成组装：
1.对照清单检查元器件是否残缺；
2.按照组装规则进行组装，有小到大，由左到右，由上到下依次安装；
3.安装完毕，进行焊接，在焊接过程中应避免堆焊、虚焊产生。
4.焊接完毕，剪去多余引脚，使其美观。
5.2开关电源的调试
1.空载调试：
焊接完毕后进行空载调试，将开关电源通电，用电压表测其电压，若没有达到12V,需调节可调电位器使其输出电压稳定在12V。
2.负载调试：
在输出端分别接入1、2、3个阻值相同的电阻，然后用电压表和电流表分别测出相应的参数。
测得结果如表5-1：
表5-1所测数据
电阻值（欧姆）
所测电流（安培）
所测电压（伏）
13.6
0.88
11.97
20.4
0.58
11.97
27.2
0.45
11.97
总结
通过本次的毕业设计让我收获了好多，经过三年的学习使我的专业知识得到了进一步的提高，在设计过程中有快乐也有痛苦，但我始终没有放弃，坚持一步步的走下去。
首先，按照老师的建议，完成提纲的设计，这样使自己的整体思路都很清晰。
其次，拿到套件后就开始组装和调试，然后用Protel99SE软件绘制原理图。
就这样一天天的忙碌起来，历经一个多月的时间，终于很好的完
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