数模与模数转换电路.docx
《数模与模数转换电路.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《数模与模数转换电路.docx（25页珍藏版）》请在冰点文库上搜索。
数模与模数转换电路
数模与模数转换电路
随着数字技术，特别是计算机技术的飞速发展与普及，在现代控制、通信及检测领域中，对信号的处理广泛采用了数字计算机技术。
由于系统的实际处理对象往往都是一些模拟量（如温度、压力、位移、图像等），要使计算机或数字仪表能识别和处理这些信号，必须首先将这些模拟信号转换成数字信号；而经计算机分析、处理后输出的数字量往往也需要将其转换成为相应的模拟信号才能为执行机构所接收。
这样，就需要一种能在模拟信号与数字信号之间起桥梁作用的电路——模数转换电路和数模转换电路。
能将模拟信号转换成数字信号的电路，称为模数转换器（简称A/D转换器）；而将能把数字信号转换成模拟信号的电路称为数模转换器（简称D/A转换器），A/D转换器和D/A转换器已经成为计算机系统中不可缺少的接口电路。
在本章中，将介绍几种常用A/D与D/A转换器的电路结构、工作原理及其应用。
1D/A转换器
一．D/A转换器的基本原理
数字量是用代码按数位组合起来表示的，对于有权码，每位代码都有一定的权。
为了将数字量转换成模拟量，必须将每1位的代码按其权的大小转换成相应的模拟量，然后将这些模拟量相加，即可得到与数字量成正比的总模拟量，从而实现了数字—模拟转换。
这就是构成D/A转换器的基本思路。
图9.1—1所示是D/A转换器的输入、输出关系框图，D0～Dn-1是输入的n位二进制数，vo是与输入二进制数成比例的输出电压。
图9.1—2所示是一个输入为3位二进制数时D/A转换器的转换特性，它具体而形象地反映了D/A转换器的基本功能。
图9.1—1D/A转换器的输入、输出关系框图图9.1—23位D/A转换器的转换特性
二．倒T形电阻网络D/A转换器
在单片集成D/A转换器中，使用最多的是倒T形电阻网络D/A转换器。
四位倒T形电阻网络D/A转换器的原理图如图9.1—3所示。
S0～S3为模拟开关，R—2R电阻解码网络呈倒T形，运算放大器A构成求和电路。
Si由输入数码Di控制，当Di=1时，Si接运放反相输入端（“虚地”），Ii流入求和电路；
当Di=0时，Si将电阻2R接地。
无论模拟开关Si处于何种位置，与Si相连的2R电阻均等效接“地”（地或虚地）。
这样流经2R电阻的电流与开关位置无关，为确定值。
分析R—2R电阻解码网络不难发现，从每个接点向左看的二端网络等效电阻均为R，流入每个2R电阻的电流从高位到低位按2的整倍数递减。
设由基准电压源提供的总电流为I（I=VREF/R），则流过各开关支路（从右到左）的电流分别为I/2、I/4、I/8和I/16。
图9.1—3倒T形电阻网络D/A转换器
于是可得总电流
（9.1.1）
输出电压
（9.1.2）
将输入数字量扩展到n位，可得n位倒T形电阻网络D/A转换器输出模拟量与输入数字量之间的一般关系式如下：
设K=
，NB表示括号中的n位二进制数，则：
vO=－KNB
要使D/A转换器具有较高的精度，对电路中的参数有以下要求：
（1）基准电压稳定性好；
（2）倒T形电阻网络中R和2R电阻的比值精度要高；
（3）每个模拟开关的开关电压降要相等。
为实现电流从高位到低位按2的整倍数递减，模拟开关的导通电阻也相应地按2的整倍数递增。
由于在倒T形电阻网络D/A转换器中，各支路电流直接流入运算放大器的输入端，它们之间不存在传输上的时间差。
电路的这一特点不仅提高了转换速度，而且也减少了动态过程中输出端可能出现的尖脉冲。
它是目前广泛使用的D/A转换器中速度较快的一种。
常用的CMOS开关倒T形电阻网络D/A转换器的集成电路有AD7520（10位）、DAC1210（12位）和AK7546（16位高精度）等。
三．权电流型D/A转换器
尽管倒T形电阻网络D/A转换器具有较高的转换速度，但由于电路中存在模拟开关电压降，当流过各支路的电流稍有变化时，就会产生转换误差。
为进一步提高D/A转换器的转换精度，可采用权电流型D/A转换器。
1．原理电路。
这组恒流源从高位到低位电流的大小依次为I/2、I/4、I/8、I/16。
图9.1—4权电流型D/A转换器的原理电路
当输入数字量的某一位代码Di=1时，开关Si接运算放大器的反相输入端，相应的权电流流入求和电路；当Di=0时，开关Si接地。
分析该电路可得出
（9.1.5）
采用了恒流源电路之后，各支路权电流的大小均不受开关导通电阻和压降的影响，这就降低了对开关电路的要求，提高了转换精度。
2．采用具有电流负反馈的BJT恒流源电路的权电流D/A转换器
为了消除因各BJT发射极电压VBE的不一致性对D/A转换器精度的影响，图中T3～T0均采用了多发射极晶体管，其发射极个数是8、4、2、1，即T3～T0发射极面积之比为8:
4:
2:
1。
这样，在各BJT电流比值为8:
4:
2:
1的情况下，T3～T0的发射极电流密度相等，可使各发射结电压VBE相同。
由于T3～T0的基极电压相同，所以它们的发射极e3、e2、e1、e0就为等电位点。
在计算各支路电流时将它们等效连接后，可看出倒T形电阻网络与图9.1—3中工作状态完全相同，流入每个2R电阻的电流从高位到低位依次减少1/2，各支路中电流分配比例满足8:
4:
2:
1的要求。
图9.1—5权电流D/A转换器的实际电路
基准电流IREF产生电路由运算放大器A2、R1、Tr、R和－VEE组成，A2和R1、Tr的cb结组成电压并联负反馈电路，以稳定输出电压，即Tr的基极电压。
Tr的cb结，电阻R到－VEE为反馈电路的负载，由于电路处于深度负反馈，根据虚短的原理，其基准电流为：
由倒T形电阻网络分析可知，IE3=I/2，IE2=I/4，IE1=I/8，IE0=I/16，于是可得输出电压为：
可推得n位倒T形权电流D/A转换器的输出电压
该电路特点为，基准电流仅与基准电压VREF和电阻R1有关，而与BJT、R、2R电阻无关。
这样，电路降低了对BJT参数及R、2R取值的要求，对于集成化十分有利。
由于在这种权电流D/A转换器中采用了高速电子开关，电路还具有较高的转换速度。
采用这种权电流型D/A转换电路生产的单片集成D/A转换器有AD1408、DAC0806、DAC0808等。
这些器件都采用双极型工艺制作，工作速度较高。
四．权电流型D/A转换器应用举例
图9.1—6是权电流型D/A转换器DAC0808的电路结构框图，图中D0～D7是8位
图9.1—6权电流型D/A转换器DAC0808的电路结构框图
数字量输入端，IO是求和电流的输出端。
VREF+和VREF—接基准电流发生电路中运算放大器的反相输入端和同相输入端。
COMP供外接补偿电容之用。
VCC和VEE为正负电源输入端。
用DAC0808这类器件构成的D/A转换器时需要外接运算放大器和产生基准电流用的电阻R1，如图9.1—7所示。
图9.1—7DAC0808D/A转换器的典型应用
在VREF=10V、R1=5kΩ、Rf=5kΩ的情况下，根据式（9.1.7）可知输出电压为
当输入的数字量在全0和全1之间变化时，输出模拟电压的变化范围为0～9.96V。
五．D/A转换器的主要技术指标
1.转换精度
D/A转换器的转换精度通常用分辨率和转换误差来描述。
（1）分辨率——D/A转换器模拟输出电压可能被分离的等级数。
输入数字量位数越多，输出电压可分离的等级越多，即分辨率越高。
在实际应用中，往往用输入数字量的位数表示D/A转换器的分辨率。
此外，D/A转换器也可以用能分辨的最小输出电压（此时输入的数字代码只有最低有效位为1，其余各位都是0）与最大输出电压（此时输入的数字代码各有效位全为1）之比给出。
N位D/A转换器的分辨率可表示为
。
它表示D/A转换器在理论上可以达到的精度。
（2）转换误差
转换误差的来源很多，转换器中各元件参数值的误差，基准电源不够稳定和运算放大器的零漂的影响等。
D/A转换器的绝对误差（或绝对精度）是指输入端加入最大数字量（全1）时，D/A转换器的理论值与实际值之差。
该误差值应低于LSB/2。
例如，一个8位的D/A转换器，对应最大数字量（FFH）的模拟理论输出值为
=
所以实际值不应超过
。
2.转换速度
（1）建立时间（tset）——指输入数字量变化时，输出电压变化到相应稳定电压值所需时间。
一般用D/A转换器输入的数字量NB从全0变为全1时，输出电压达到规定的误差范围（±LSB/2）时所需时间表示。
D/A转换器的建立时间较快，单片集成D/A转换器建立时间最短可达0.1μS以内。
（2）转换速率（SR）——大信号工作状态下模拟电压的变化率。
3.温度系数——指在输入不变的情况下，输出模拟电压随温度变化产生的变化量。
一般用满刻度输出条件下温度每升高1℃，输出电压变化的百分数作为温度系数。
9.2A/D转换器
一．A/D转换的一般步骤和取样定理
图9.2—1模拟量到数字量的转换过程
在A/D转换器中，因为输入的模拟信号在时间上是连续量，而输出的数字信号代码是离散量，所以进行转换时必须在一系列选定的瞬间（亦即时间坐标轴上的一些规定点上）对输入的模拟信号取样，然后再把这些取样值转换为输出的数字量。
因此，一般的A/D转换过程是通过取样、保持、量化和编码这四个步骤完成的。
1.取样定理
可以证明，为了正确无误地用图9.2—2中所示的取样信号vS表示模拟信号vI，必须满足：
式中fS取样频率，fimax为输入信号vI的最高频率分量的频率。
在满足取样定理的条件下，可以用一个低通滤波器将信号vS还原为vI，这个低通滤波器的电压传输系数
在低于fimax的范围内应保持不变，而在fS－fimax以前应迅速下降为零，如图9.2—3所示。
因此，取样定理规定了A/D转换的频率下限。
图9.2—2对输入模拟信号的采样图9.2—3还原取样信号所用滤波器的频率特性
因为每次把取样电压转换为相应的数字量都需要一定的时间，所以在每次取样以后，必须把取样电压保持一段时间。
可见，进行A/D转换时所用的输入电压，实际上是每次取样结束时的vI值。
2.量化和编码
我们知道，数字信号不仅在时间上是离散的，而且在数值上的变化也不是连续的。
这就是说，任何一个数字量的大小，都是以某个最小数量单位的整倍数来表示的。
因此，在用数字量表示取样电压时，也必须把它化成这个最小数量单位的整倍数，这个转化过程就叫做量化。
所规定的最小数量单位叫做量化单位，用Δ表示。
显然，数字信号最低有效位中的1表示的数量大小，就等于Δ。
把量化的数值用二进制代码表示，称为编码。
这个二进制代码就是A/D转换的输出信号。
既然模拟电压是连续的，那么它就不一定能被Δ整除，因而不可避免的会引入误差，我们把这种误差称为量化误差。
在把模拟信号划分为不同的量化等级时，用不同的划分方法可以得到不同的量化误差。
假定需要把0～+1V的模拟电压信号转换成3位二进制代码，这时便可以取Δ=（1/8）V，并规定凡数值在0～（1/8）V之间的模拟电压都当作0×Δ看待，用二进制的000表示；凡数值在（1/8）V～（2/8）V之间的模拟电压都当作1×Δ看待，用二进制的001表示，……等等，如图9.2—4（a）所示。
不难看出，最大的量化误差可达Δ，即（1/8）V。
图9.2—4划分量化电平的两种方法
为了减少量化误差，通常采用图9.2—4（b）所示的划分方法，取量化单位Δ=（2/15）V，并将000代码所对应的模拟电压规定为0～（1/15）V，即0～Δ/2。
这时，最大量化误差将减少为为Δ/2=（1/15）V。
这个道理不难理解，因为现在把每个二进制代码所代表的模拟电压值规定为它所对应的模拟电压范围的中点，所以最大的量化误差自然就缩小为Δ/2了。
二．取样—保持电路
1.电路组成及工作原理
N沟道MOS管T作为取样开关用。
图9.2—5取样—保持电路的基本形式
当控制信号vL为高电平时，T导通，输入信号vI经电阻Ri和T向电容Ch充电。
若取Ri=Rf，则充电结束后vO=－vI=vC。
当控制信号返回低电平，T截止。
由于Ch无放电回路，所以vO的数值被保存下来。
缺点：
取样过程中需要通过Ri和T向Ch充电，所以使取样速度受到了限制。
同时，Ri的数值又不允许取得很小，否则会进一步降低取样电路的输入电阻。
2.改进电路及其工作原理
图9.2—6是单片集成取样—保持电路LE198的电路原理图及符号，它是一个经过改进的取样—保持电路。
图中A1、A2是两个运算放大器，S是电子开关，L是开关的驱动电路，当逻辑输入vL为1，即vL为高电平时，S闭和；vL为0，即低电平时，S断开。
图9.2—6单片集成取样—保持电路LE198的电路原理图及符号
（a）电路图（b）符号
当S闭合时，A1、A2均工作在单位增益的电压跟随器状态，所以vO=v/O=vI。
如果将电容Ch接到R2的引出端和地之间，则电容上的电压也等于vI。
当vL返回低电平以后，虽然S断开了，但由于Ch上的电压不变，所以输出电压vO的数值得以保持下来。
在S再次闭合以前的这段时间里，如果vI发生变化，v/O可能变化非常大，甚至会超过开关电路所能承受的电压，因此需要增加D1和D2构成保护电路。
当v/O比vO所保持的电压高（或低）一个二极管的压降时，D1（或D2）导通，从而将v/O限制在vI+vD以内。
而在开关S闭和的情况下，v/O和vO相等，故D1和D2均不导通，保护电路不起作用。
三．并行比较型A/D转换器
3位并行比较型A/D转换原理电路如图9.2—7所示，它由电压比较器、寄存器和代码转换器三部分组成。
电压比较器中量化电平的划分采用图9.2—4（b）所示的方式，用电阻链把参考电压VREF分压，得到从
到
之间7个比较电平，量化单位Δ=
。
然后，把这7个比较电平分别接到7个比较器C1～C7的输入端作为比较基准。
同时将将输入的模拟电压同时加到每个比较器的另一个输入端上，与这7个比较基准进行比较。
图9.2—7并行比较型A/D转换器
单片集成并行比较型A/D转换器的产品较多，如AD公司的AD9012（TTL工艺，8位）、AD9002（ECL工艺，8位）AD9020（TTL工艺，10位）等。
并行A/D转换器具有如下特点：
（1）由于转换是并行的，其转换时间只受比较器、触发器和编码电路延迟时间限制，因此转换速度最快。
（2）随着分辨率的提高，元件数目要按几何级数增加。
一个n位转换器，所用的比较器个数为2n－1，如8位的并行A/D转换器就需要28－1=255个比较器。
由于位数愈多，电路愈复杂，因此制成分辨率较高的集成并行A/D转换器是比较困难的。
（3）使用这种含有寄存器的并行A/D转换电路时，可以不用附加取样－保持电路，因为比较器和寄存器这两部分也兼有取样－保持功能。
这也是该电路的一个优点。
表9.2.13位并行A/D转换器输入与输出转换关系对照表
四．逐次比较型A/D转换器
逐次逼近转换过程与用天平称物重非常相似。
按照天平称重的思路，逐次比较型A/D转换器，就是将输入模拟信号与不同的参考电压做多次比较，使转换所得的数字量在数值上逐次逼近输入模拟量的对应值。
4位逐次比较型A/D转换器的逻辑电路如图9.2—8所示。
图中5位移位寄存器可进行并入/并出或串入/串出操作，其输入端F为并行置数使能端，高电平有效。
其输入端S为高位串行数据输入。
数据寄存器由D边沿触发器组成，数字量从Q4～Q1输出。
电路工作过程如下：
当启动脉冲上升沿到达后，FF0～FF4被清零，Q5置1，Q5的高电平开启与门G2，时钟脉冲CP进入移位寄存器。
在第一个CP脉冲作用下，由于移位寄存器的置数使能端F以由0变1，并行输入数据ABCDE置入，QAQBQCQDQE=01111，QA的低电平使数据寄存器的最高位（Q4）置1，即Q4Q3Q2Q1=1000。
D/A转换器将数字量1000转换为模拟电压v/O，送入比较器C与输入模拟电压vI比较，若vI>v/O，则比较器C输出vC为1，否则为0。
比较结果送D4～D1。
第二个CP脉冲到来后，移位寄存器的串行输入端S为高电平，QA由0变1，同时最高位QA的0移至次高位QB。
于是数据寄存器的Q3由0变1，这个正跳变作为有效触发信号加到FF4的CP端，使vC的电平得以在Q4保存下来。
此时，由于其他触发器无正跳变触发脉冲，vC的信号对它们不起作用。
Q3变1后，建立了新的D/A转换器的数据，输入电压再与其输出电压v/O进行比较，比较结果在第三个时钟脉冲作用下存于Q3……。
如此进行，直到QE由1变0时，使触发器FF0的输出端Q0产生由0到1的正跳变，做触发器FF1的CP脉冲，使上一次A/D转换后的vC电平保存于Q1。
同时使Q5由1变0后将G2封锁，一次A/D转换过程结束。
于是电路的输出端D3D2D1D0得到与输入电压vI成正比的数字量。
图9.2—8四位逐次比较型A/D转换器的逻辑电路
由以上分析可见，逐次比较型A/D转换器完成一次转换所需时间与其位数和时钟脉冲频率有关，位数愈少，时钟频率越高，转换所需时间越短。
这种A/D转换器具有转换速度快，精度高的特点。
常用的集成逐次比较型A/D转换器有ADC0808/0809系列（8）位、AD575（10位）、AD574A（12位）等。
五．双积分型A/D转换器
双积分型A/D转换器是一种间接A/D转换器。
它的基本原理是，对输入模拟电压和参考电压分别进行两次积分，将输入电压平均值变换成与之成正比的时间间隔，然后利用时钟脉冲和计数器测出此时间间隔，进而得到相应的数字量输出。
由于该转换电路是对输入电压的平均值进行转换，所以它具有很强的抗工频干扰能力，在数字测量中得到广泛应用。
图9.2—9是这种转换器的原理电路，它由积分器（由集成运放A组成）、过零比较器（C）、时钟脉冲控制门（G）和定时器/计数器（FF0～FFn）等几部分组成。
图9.2—9双积分型A/D转换器
积分器：
积分器是转换器的核心部分，它的输入端所接开关S1由定时信号Qn控制。
当Qn为不同电平时，极性相反的输入电压vI和参考电压VREF将分别加到积分器的输入端，进行两次方向相反的积分，积分时间常数τ=RC。
过零比较器：
过零比较器用来确定积分器输出电压vO的过零时刻。
当vO≥0时，比较器输出vC为低电平；当vO<0时，vC为高电平。
比较器的输出信号接至时钟控制门（G）作为关门和开门信号。
计数器和定时器：
它由n+1个接成计数型的触发器FF0～FFn串联组成。
触发器FF0～FFn－1组成n级计数器，对输入时钟脉冲CP计数，以便把与输入电压平均值成正比的时间间隔转变成数字信号输出。
当计数到2n个时钟脉冲时，FF0～FFn－1均回到0状态，而FFn反转为1态，Qn=1后，开关S1从位置A转接到B。
时钟脉冲控制门：
时钟脉冲源标准周期TC，作为测量时间间隔的标准时间。
当vC=1时，与门打开，时钟脉冲通过与门加到触发器FF0的输入端。
下面以输入正极性的直流电压vI为例，说明电路将模拟电压转换为数字量的基本原理。
电路工作过程分为以下几个阶段进行：
（1）准备阶段
首先控制电路提供CR信号使计数器清零，同时使开关S2闭合，待积分电容放电完毕，再S2使断开。
（2）第一次积分阶段
在转换过程开始时（t=0），开关S1与A端接通，正的输入电压vI加到积分器的输入端。
积分器从0V开始对vI积分：
由于vO<0V，过零比较器输出端vC为高电平，时钟控制门G被打开。
于是，计数器在CP作用下从0开始计数。
经过2n个时钟脉冲后，触发器FF0～FFn－1都翻转到0态，而Qn=1，开关S1由A点转到B点，第一次积分结束。
第一次积分时间为：
t=T1=2nTC
在第一次积分结束时积分器的输出电压VP为：
图9.2—10双积分型A/D转换器各点工作波形
（3）第二次积分阶段
当t=t1时，S1转接到B点，具有与vI相反极性的基准电压－VREF加到积分器的输入端；积分器开始向相反进行第二次积分；当t=t2时，积分器输出电压vO>0V，比较器输出vC=0，时钟脉冲控制门G被关闭，计数停止。
在此阶段结束时vO的表达式可写为
设T2=t2－t1，于是有
设在此期间计数器所累计的时钟脉冲个数为λ，则
T2=λTC
可见，T2与VI成正比，T2就是双积分A/D转换过程的中间变量。
上式表明，在计数器中所计得的数λ（λ=Qn-1…Q1Q0），与在取样时间T1内输入电压的平均值VI成正比。
只要VI如果取VREF=2nV，则λ=VI，计数器所计的数在数值上就等于被测电压。
由于双积分A/D转换器在T1时间内采的是输入电压的平均值，因此具有很强的抗工频干扰能力。
尤其对周期等于T1或几分之一T1的对称干扰（所谓对称干扰是指整个周期内平均值为零的干扰），从理论上来说，有无穷大的抑制能力。
即使当工频干扰幅度大于被测直流信号，使输入信号正负变化时，仍有良好的抑制能力。
在工业系统中经常碰到的是工频（50Hz）或工频的倍频干扰，故通常选定采样时间T1总是等于工频电源周期的倍数，如20ms或40ms等。
另一方面，由于在转换过程中，前后两次积分所采用的是同一积分器。
因此，在两次积分期间（一般在几十至数百毫秒之间），R、C和脉冲源等元器件参数的变化对转换精度的影响均可以忽略。
最后必须指出，在第二次积分阶段结束后，控制电路又使开关S2闭合，电容C放电，积分器回零。
电路再次进入准备阶段，等待下一次转换开始。
单片集成双积分式A/D转换器有ADC－EK8B（8位，二进制码）、ADC－EK10B（10位，二进制码）、MC14433（3
位，BCD码）等。
六．A/D转换器的主要技术指标
1.转换精度
单片集成A/D转换器的转换精度是用分辨率和转换误差来描述的。
（1）分辨率——它说明A/D转换器对输入信号的分辨能力。
A/D转换器的分辨率以输出二进制（或十进制）数的位数表示。
从理论上讲，n位输出的A/D转换器能区分2n个不同等级的输入模拟电压，能区分输入电压的最小值为满量程输入的1/2n。
在最大输入电压一定时，输出位数愈多，量化单位愈小，分辨率愈高。
例如A/D转换器输出为8位二进制数，输入信号最大值为5V，那么这个转换器应能区分输入信号的最小电压为19.53mV。
（2）转换误差——表示A/D转换器实际输出的数字量和理论上的输出数字量之间的差别。
常用最低有效位的倍数表示。
例如给出相对误差≤±LSB/2，这就表明实际输出的数字量和理论上应得到的输出数字量之间的误差小于最低位的半个字。
2.转换时间——指A/D转换器从转换控制信号到来开始，到输出端得到稳定的数字信号所经过的时间。
不同类型的转换器转换速度相差甚远。
其中并行比较A/D转换器转换速度最高，8位二进制输出的单片集成A/D转换器转换时间可达50ns以内。
逐次比较型A/D转换器次之，他们多数转换时间在10～50μs之间，也有达几百纳秒的。
间接A/D转换器的速度最慢，如双积分A/D转换器的转换时间大都在几十毫秒至几百毫秒之间。
在实际应用中，应从系统数据总的位数、精度要求、输入模拟信号的范围及输入信号极性等方面综合考虑A/D转换器的选用。
例10.2.1某信号采集系统要求用一片A/D转换集成芯片在1s（秒）内对16个热电偶的输出电压分时进行A/D转换。
已知热电偶输出电压范围为0～0.025V（对应于0～450℃温度范围），需要分辨的温度为0.1℃，试问应选择多少位的A/D转换器，其转换时间为多
升级会员 