单级功率因数校正控制器.docx
《单级功率因数校正控制器.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《单级功率因数校正控制器.docx（31页珍藏版）》请在冰点文库上搜索。
单级功率因数校正控制器
單級功率因數校正控制器NCP1651
NCP1651是一個有源功率因數校正控制IC。
它隻用一級FlyBack即作到全電壓范圍輸入，以固定頻率工作，輸出設備所需的低壓直流。
以其PFC原理它既可以工作在連續導通，也可以工作在斷續導通模式。
NCP1651的控制方式提供了一種低成本、元件數少的AC/DC適配器解決方案。
它很容易滿足IEC1000-3-2的諧波要求，輸出功率可為50W~200W。
用NCP1651驅動一個反激變換器拓樸，以連續/斷續方式調整輸入電流，使之跟隨線路電壓以提供單位功率因數。
其採用平均電流的CCM控制方式，以定頻式工作使輸入的EMI易於處理。
NCP1651採用16Pin封裝，16Pin腳功能如下：
1.輸出：
MOSFET的驅動端子。
2.公共端：
電路參考地。
3.CT：
振盪器的定時電容，調整工作頻率。
4.斜波補償：
偏置斜波補償，調節補償總量，增加穩定性。
5.IS+：
電源檢測端子正輸入。
6.Iavg-filt：
此端接一電容到地，濾除高頻元件的瞬間電流波形。
7.Iavg：
用一低溫度系數電阻從此端接到GND，設置電流檢測放大器的增益穩定。
8.反饋/關斷：
光耦反饋的誤差信號送至誤差放大器連接端子。
關斷控制也可接於此端，電壓降到低於0.6V，即關斷。
9.AC輸入：
全波整流波形輸入端，同於基準比較和平均電流補償。
10.AC基準：
接一電容，作基準乘法器的調制輸出。
11.AC補償：
給AC基準放大器提供補償。
12.Vref：
6.5V基準電壓端。
13.Vcc：
IC供電端，同時作UVLO監視。
14.空腳：
不接。
15.空腳：
不接。
16.起動：
此端接到整流後的輸入電壓，以給IC內部提供偏置電流，它在起動階段工作。
工作原理
簡介
AC/DC將功率因數最佳化變得越來越重要，有幾個理由如下：
政府調整對電子產品必須加PFC，在歐洲IEC1000-3-2為強制性標準。
對脫線輸入前級，
包含整流橋和電容PFC成為必備。
NCP1651設計成工作在反激變換拓樸的PFC電路。
它有如下幾個優點：
首先，用戶可得到低壓隔離的輸出，它隻有一個功率級；其次，它的輸入電流較小，使PF值接近1；第三，與Boost方式比較，元件數少，降低成本、縮小體積。
NCP1651可工作於連續及斷續電流兩種方式，隨後的分析會幫助我們明了其優點。
我們作單輸出應用：
Po=90W，Vin=85~265VAC，效率>80%；
Pin=108W，Vo=48V，f=100KHz，變壓器匝數比N=4.
連續導通型CCM
為強制電感電流連續不斷在85~265VAC中，Lp至少要1mH。
圖26示出通過FlyBack變壓器初級的典型電流，在開關導通周期內電流流過初級，在開關關斷時流過次級。
峰值電流為：
斷續導通型DCM
在斷續導通型工作時，電感電流降到0的時間以開關周期結束，如圖27所示；
為確保DCM，Lp要減小到大約100uH。
結果展示對反激變換器工作在連續導通型時僅是斷續型的一半。
運行於DCM的第二個結果是有更高的輸入電流波形畸變，有更高的EMI及低的功率因數（與CCM比較）。
更高的峰值電流可以濾過來產生同樣的性能，但要一個大濾波器，圖28、圖29給出比較。
工作在DCM方式的優點在於較低的開關損耗，此時電流已降到零，因而變壓器體積也小。
（電感量小很多）
而NCP1651可使設計師有更多的選擇。
從我們分析的結果來看，反激式PFC變換器與工作在DCM方式比較，工作在CCM方
式有一半的峰值電流及十分之一的基波諧波畸變。
MOS導通損耗比較低，二次側整流管損耗也較小，輸入的EMI濾波也容易滿足C.I.S.P.R的傳導水平。
從另一方面到CCM方式，CCM的變壓器比較大，它要更大的初級電感。
DCM方式的優點包括較低的開關損耗，因為電流降到零時才開始下一周期。
此外，變壓器體積會小很多。
設計師要選擇的是Boost還是FlyBack，CCM還是DCM；哪種方式更適於應用的要求？
NCP1651的插入給了新的選擇。
對基於PFC的平均電流型反激式電路拓樸，決定變壓器的參數包括幾種折扣。
它包括：
峰值與平均值電流比，開關損耗（高的匝比會有高的峰值電流，即:
高的開關損耗）；CCM與DCM（低的匝比或高電感值執行CCM）。
還有佔空比范圍要適應全電壓及負載變化。
ONSEMI用NCP1651來幫助設計師平衡上面幾個折扣，輔助設計可以從網站下載。
理想的解決取決於專門的應用需要和對THD性能、成本、幾何尺寸、效率的綜合考慮。
這個設計容許設計師考慮不同的情況，設置出最好的方案，下面將協助你決定方案。
1.匝比的限制，更高的匝比會限制折回初級的電壓和電流，它由固有的反激拓樸限制。
超過20：
1的匝比會導致非常高的漏感，使初級開關有太高的關斷電壓尖峰。
為此，這種方式的輸出電壓必須在12V以上。
2.CCM方式工作，NCP1651設計成工作在CCM及DCM。
當然CCM的THD好於DCM，推薦在專門測試諧波條件時電路設計成CCM（此為AC230V滿載），保持在接近零交越，這是保持CCM必須的。
3.下面的關鍵管理均衡結合設計過程給出。
PFC的工作
NCP1651的基本的PWM功能由下面的方框電路控制，它由DC調整環和PFC電路組成
基本元件如圖30所示。
這裡有三個輸入環，即全波整流後的正弦波，連續的輸入電流及FB/SD端子的誤差信號。
輸入電流要強制其接近單位功率因數，由交流誤差放大器作控制；此放大器採用從AC輸入的電壓信息和電流信息去控制功率開關的方式給出最好的調整率，以盡可能好的功率因數達到目標。
基準乘法器設置基準電平給輸入的整流的正弦全波，其一接到其輸入的是比例分壓的正弦整流的全波的電平在乘法器的輸出上，且不能有畸變。
為完成此任務，必須對DC誤差放大器的帶寬限制令其少於線路頻率的兩倍，即12Hz。
（典型地設在整流頻率的五分之一處）
關鍵是了解如何使AC誤差放大器的工作能形成高質量的正弦輸入電流，運放的輸入端工作在線性范圍。
這裡有幾個二次側的影響，要在同相端、反相端之間建起一個小差模信號。
為了分析方便，可令其相等。
全波整流的正弦波輸出從基準乘法器送到AC誤差放大器的同相端。
AC誤差放大器的反相端接收正弦波，並與濾波器的輸入電流結合一起，由於兩個輸入到該放大器將會在相同的電位，在同相輸入端處完整的信號會有同樣的如AC基準信號的正弦信號，AC基準信號（Vref）是全波整流信號。
因此，AC電流信號（Iin）還必須是全波整流的信號，此關系由下式給出。
Iin信號有很寬的帶寬，它的瞬時值不會跟著低頻全波整流的信號。
當然，AC誤差放大器的輸出會有低頻的極點。
它允許平均值（75VLine+（K.Iin）的）跟隨Vref。
由於AC誤差放大器是跨導放大器，它將跟隨增益緩沖級的倒相信號，且有低阻抗的輸出。
所以，這個信號可以與瞬時輸入開關電流（Iin）組合在一起。
緩沖器的輸出仍舊是Verror（ac）。
Verror（ac）和4V基準之間的不同設置窗口使瞬時電流開關受調制於功率開關關斷時。
由於輸入電流有基波頻率，它兩倍於線路頻率，輸出濾波器必須有一極點，它低於輸入電流，以建立一個諧調的DC波形。
DC輸出電壓同二次誤差放大器基準電壓比較，將誤差信號從二次側放大器送出，反饋經光耦送到反饋輸入端。
開關的開啟由振盪器決定，它受一個固定頻率控制。
在正常工作時，開關將仍停在開啟狀態。
直到瞬時電壓Verror（ac）達到4V基準電平，在此時開關閉合。
直流基準和緩沖器
內部DC基準是一個精密能隙式基準，正常輸出為4.0V。
有溫度補償，扁差為<±1%，整個誤差不超過±2%。
為保持最大穩定性，它僅用作基準，在此處僅有很小的負載。
DC基準送到緩沖器，緩沖器增益為1.625，它建起6.5V的電壓源，這用作內部電壓並作為NCP1651的外供基準，要一個0.1uF電容旁路及穩壓。
在內、外6.5V之間無緩沖器，注意當接外部負載時，決不能過載或短路，否則NCP1651內部會停止工作。
欠壓鎖定
一個欠壓鎖定電路（UVLO）提供完成在低於Vcc電平下沒有展示出所要的特性，它還減少了功耗到新水平，並允許Vcc電容再充電。
當Vcc電容初始充電時，UVLO將保持關斷。
一個低偏置電流流入，直到Vcc電壓達到典型的10.8V水平。
在此點它開始工作，用UVLO不會激活，如果Vcc電壓由此降到開啟點1V以下，UVLO電路又將再次被激活。
當激活時，UVLO電路移去從所有內部電路的功率，關斷6.5V基準，但4.0V內基準仍工作，UVLO及關斷比較器處在激活狀態。
乘法器
NCP1651用一個新的專利的概念給其基準乘法器。
這個革命性的設計，允許它比傳統乘法器有更大的精度改善。
此乘法器使用一個PWM開關電路建起一個無限量的輸出信號，有一個非常好的所希望的增益。
一個輸入（A）到乘法器是一個電壓----電流（V-I）變換器，把輸入電壓變成一個電流，整個乘法器的增益即可完成。
此外，在輸出信號處幾乎沒有誤差，此因串聯式整流。
其它信號（輸入P）送到PWM比較器，其選擇一個脈沖寬度給比較器輸出。
從V-I變換器來的電流信號是由PWM比較器的佔空比來的因子，然後由RC網絡在輸出處濾波。
此網絡建起一個低通濾波器，從原始濾波中移去高頻部分。
乘法器斜波由內部振盪器產生，是與用於PWM同樣的信號，它將因此有與功率級相同的頻率。
對輸入P不是必要的，對DC信號低頻AC信號可以更好地工作。
乘法器的增益由V-I變換器的電流電壓比、輸出濾波器的負載電阻及鋸齒波的峰值谷低值決定。
當P輸入信號在斜波峰處時，比較器將允許A輸入信號通過，而沒有選它的全部，這就給出一個由輸出濾波電阻定出的A電流乘法器的輸出電壓。
當P輸入信號在斜波谷電壓時，比較器保持低且無電流通過濾波器。
在這兩極端之間，佔空比正比於P輸入信號的電平。
輸出濾波器是一個並聯的RC網絡，其極點需要大於最高線頻率（120Hz）的兩倍，少於開關頻率。
推薦的起始點是20~50因子（低於開關頻率的20~30倍），極點計算如下式：
所以對於60Hz的線路及100KHz的頻率，2KHz極點是個好的起點。
這將是一個開關頻率除以50以下的數據。
但仍遠高於120Hz的整流頻率，這不會導致不希望的電流波形畸變。
基準乘法器包括一個內部負載電阻，正常值為25KΩ，此因要該電阻變A輸入電壓為電流。
這內部電阻要令其有好的精度及好的溫度系數，僅需一支電容加在外部用以補償此乘法器，不用推薦外部用一電阻並聯作參考增益端子。
由於內電阻允差變化，導致如此作法。
此補償（A輸入）中有一個偏調送到基準乘法器，這由於V-I變換器饋至其輸入端。
FB/SD信號由一個V-I變換器緩沖後成為合適的信號送入乘法器，等效電路如下：
這一級的輸出電流為：
還有一支1K電阻放於AC參考端和AC誤差放大器之間作ESD保護用，由於這支電阻,10Pin電壓在某些條件下會超過4.5V，但最大在AC放大器輸入端會箝在4.5V以下。
反饋及關斷
FB/SD端是一個多功能端，它初級側的功能量是誤差信號到V-I變換器的接口。
將信號送到基準乘法器，反饋信號的電平范圍為1~4V。
在1.5V以下的輸入電平時，PWM工作在最大佔空比。
此端信號還用一個內部比較器檢測此端電壓，若電平下降到0.6V以下時，將關斷控制器。
在正常工作條件下，此輸入信號將在1.5V以上或更高些。
此時，關斷電路處於未激活狀態，該電路設計成以680Ω電阻與光耦串聯，以確保在光耦完全導通時控制器達到零佔空比，但是電平不會太低以關斷控制器。
關斷功能可以用於多個功能，包括過壓、欠壓或熱插拔控制。
外部一個晶體管開路集電極或漏極，接到此端可以用作下拉其電平，這就可以禁止芯片工作，改變狀態進入低功耗的待機狀態。
圖23給出關斷電路。
斜波補償
斜波補償端允許斜波補償總量調至最佳狀態，斜波補償對電流型控制是非常必要的，特別在佔空比大於50%時。
所需的補償總量取決於幾個變化，包括升壓電感值和設計師的願望。
補償值基於電感電流下降的di/dt，對升壓電感及可變的輸入電壓，其變化將蓋過AC輸入范圍和整個周期。
一個di/dt圖表包括了NCP1651的設計規范。
對最佳負載瞬態特性，斜波補償在100%佔空比時等於下降的di/di，對最佳線路瞬態響應，它將等於100%佔空比時di/dt下降的一半。
此端還是振盪器的緩沖輸出，它提供一個等於振盪器CT端上的斜波。
從此端接一個電阻到地，調節一個電流，此電流經一個電流鏡象到PWM比較器的同相輸入端。
斜波電壓由於電感的di/dt在其輸入到PWM比較器處是5端電流的並行電壓乘以10，這就是電流放大器輸出送到PWM的增益。
電流鏡象設計採用1:
1.6的電流比，斜波信號注射可用下式計算：
此處Vramp峰值注入電流信號（4V）
RRC斜波補償端電阻值（KΩ）
振盪器
振盪器產生鋸齒波信號，它設置開關頻率。
也即設置好乘法器增益，兩者頻率及幅度都是重要參數。
振盪器使用電流源給CT電容充電，充電速率約200uA。
並很精確和重復。
放電由CT端接到地的電阻完成，一個具有窗口的比較器監視著斜波信號，並用作電流源與放電電阻之間的開關。
電容充電時，比較器有4V基準電壓，斜波達到此電壓，比較器就從充電電路轉成放電電路，基準也從4V降到0.5V。
頻率與定時電容的關系如下式：
此處CT以pf計，f以KHz計。
在此端設有電容加載是重要的，由於此將影響頻率精度。
如乘法器一樣好地使用著斜波信號，任何使用此信號都將接入高阻抗的緩沖器。
由於所需的斜波電壓的峰值谷值精度，NCP1651沒有設計外同步的端子。
平均電流補償
輸入到該放大器的信號即是整流過的全波正弦。
放大器是一個單位增益放大器，在輸出端上有一個分壓器，將信號衰減到0.75。
這個降下全波整流的正弦信號使之與電流檢測放大器的低頻電流信號綜合到一起。
這個合成信號必須等於AC誤差放大器同相輸入端上的信號，它是乘法器的輸出。
由於在同相輸入端上的4.5V的硬性限制，線路電壓加上線路檢測電流之總和不能超出這個電平。
典型的全輸入設計從85V~265VAC，其變化范圍為3.1：
1，電流補償放大器的輸出按此總量變化，容許最大電流對應線路電壓的變化。
AC誤差放大器
AC誤差放大器是一個跨導放大器。
這個放大器強令一個信號，即電流與輸入電壓的總和信號等於基準乘法器的AC基準信號。
跨導放大器與電壓放大器不同，其輸出是一個有可控電壓----電流增益的高阻抗。
這個放大器有一個正常的100微姆歐的增益（即0.0001A/V），這意味著輸入電壓的10mV的差別就會導致輸出電流1uA的改變，其最大輸出是30uA。
電流檢測放大器
電流檢測放大器是一個寬帶放大器，其有差分式輸入，它由不同的輸入級組成。
一個高頻電流鏡（PWM輸出）和一個低頻電流鏡（AC誤差放大器輸出）。
輸入到電流檢測放大器的是一個共基極結構，跨過電流分流器導出的電壓是在Is+輸入處檢測的。
放大器輸入僅設計成正向電壓增長，功率級類似應用電路的結構。
如圖38.
注意:
當設計在分流電阻與此輸入端之間的濾波器時，由於此放大器的低輸入阻抗，任何串聯電阻因此濾波器都會建一個失調偏移。
這裡將加入一個正的偏移給電流信號，因它的作用是AC誤差放大器會試圖補償平均輸出電流，使它決不會到零，從而導致附加一個零交越畸變。
電流分流器的電壓變為電流I1,它驅動一個電流鏡。
I1電流鏡的輸出是一個高頻信號，這是一個開關中瞬時電流的復制品，電流檢測信號到電流I1的變換是：
PWM輸出檢測，此信息直接接到PWM輸入，這裡它是加到AC誤差放大信號及斜波補償信號上的。
前沿消隱電路（LEB）中斷到PWM比較器的電流信號，在開關脈沖的前200nS即完成，這就隱蔽了輸出的任何尖刺。
因這些尖刺可能會在開啟時出現，會導致PWM比較器的誤觸發。
I1電流鏡的其它輸出提供一個電壓信號到緩沖放大器。
這個信號是I1跨過30KΩ內部電阻的壓降，且經6Pin電容的濾波。
這個信號在經合適的濾波，將是2倍線路頻率（整流的全波正弦），6Pin電容的濾波極點會遠離開開關頻率，以移去多數高頻元件。
但足夠高於線路頻率，所以不會導致輸入整流正弦波的有效畸變。
對於100KHz的開關頻率，及60Hz的線路頻率。
一個10KHz的極點通常會很好地工作，6Pin上的電容可由已知的極點頻率求出。
此處C6---6Pin電容（nf）
f----極點頻率（KHz）
對於10KHz極點，C6將是0.5nf.
電流緩沖器的低頻增益由7Pin電阻值設置，R7的值取決於峰值電流與平均電流之間的規模因子，平均電流就是初級正弦波形，因為二次側電流不會流過電阻分流器。
PWM邏輯
PWM及邏輯電路壓縮成為一個PWM比較器，一個RS觸發器及一個或門，鎖存設置為支配。
這意味著如果R和S兩者都是高電平，S信號將支配,而且Q將為高電平，以保護功率開關關斷。
NCP1651使用一個電壓型脈沖寬度調制器的等效電路，且基於固定頻率的振盪器。
振盪器輸出一個斜波，且與斜波的下降沿重合得很好的脈沖。
脈沖饋入PWM鎖存並經或門跟隨，在脈沖間隔區間，鎖存復位，輸出驅動為低電平狀態。
在脈沖的下降沿,輸出驅動為高電平，功率開關開始導通，瞬時電感電流為與AC誤差放大器電壓總和。
斜波補償信號也建起一個完整的波形，其與PWM比較器反相輸入端上的4V基準比較,當同相端輸入到PWM比較器超過4V時，PWM比較器的輸出變為高電平。
它驅動到鎖存器設置的一個輸入，並將功率開關關斷，直到下一個振盪周期。
OR門跟隨PWM用於禁止驅動信號到功率開關。
此外，對振盪器的脈沖，此或門接收從關斷或門來的信號，它可以禁止工作。
如過熱保護，關斷信號或電平不夠的Vcc等。
驅動
輸出驅動可以直接驅動外接的MOSFET，對中小功率應用足夠，對大功率應用需要加大驅動能力。
它是一個由互補MOS形成的圖騰柱設計。
能源出1.5A電流，典型上升時間為50ns，對應1nf負載，圖騰柱輸出有最佳狀態的互導電流。
附加的內部電路加了一個保持驅動在低狀態，無論是欠壓鎖定是否激活，這個特性消除了對外部柵極回路下拉電阻的需要。
關斷模式和邏輯
過溫度保護，一個溫度檢測及參照。
提供監視芯片結溫，令芯片在正常溫度下工作，在超過160℃下溫度檢測器變為低電平。
這將設置關斷與門的輸出為高，它再去關斷PWM或門令其為高，從而強制驅動為低電平狀態。
此處有30℃的窗口，等元件降溫到130℃以下時再恢復工作。
在過溫關斷模式下，起動電路將工作在Vcc10.8V~9.8V之間。
Vcc不足的保護，如果Vcc電壓不足以保持工作，芯片的驅動將被禁止，器件將請求等待8倍的時間，在輸出過載時，這種現象即出現。
在此條件下，以8計數達8個Vcc周期。
在第八個周期未，驅動器由使能電路試圖再次起動。
如果故障已校正，輸出電壓將升起來，電路恢復正常工作。
否則，另一個故障周期將開始，過載波形示於圖3。
關斷NCP1651，有一個關斷電路，它可用於禁止芯片工作，採用將FB/SD端電壓降到0.6V以下即可。
當一個關斷信號發生，關斷電路比較器變低，這立即將其送到PWM邏輯停止芯片工作，並保持驅動輸出為低電平。
關斷比較器的倒相輸出送入8計數器的復位端，計數器在讀7之後重復，直到復位端為低。
當關斷信號被拿掉，復位端變為高電平，計數器繼續計到8，然後去觸發起動使能的負變沿，這意味著關斷信號被移去。
朝Vcc上斜在數到7，重新進入Vcc升降周期，數8之後進入下個周期。
該系統滿足不被禁止條件要到Vcc電壓有足夠的放電周期，它還保障系統發令在低於Vcc兩周期內工作。
此模式的工作圖見圖3，八分頻計數視作7,7,7,8，表示復位功能的工作。
如果關斷信號在Vcc電壓達到UVLO低限之前終止，（9.8V）芯片將恢復跟隨Vcc下斜的工作。
如果關斷信號在Vcc上斜時終止，芯片將恢復第二Vcc下斜的工作。
AC基準緩沖器
AC基準緩沖器變化由AC誤差放大器產生的電壓變成一個電流,為與斜波補償信號和瞬時電流信號的合成。
緩沖器的傳輸函數為：
緩沖放大器變換輸入電壓成一個電流，其等於AC誤差放大器輸出和2.9V基準壓降（6.7KΩ電阻上的）之間的壓差建起的電流。
雙極晶體管電平位移電壓並保持合適的電流進入電流鏡，電流鏡有一個1：
1的並送其輸出電流到PWM輸入端。
這個電流是斜波補償電流和瞬時電流信號的總和，且由開關周期中的關斷期間決定。
起動電路
起動電路服備於幾個功能。
此外，提供內部的給Vcc電容充電，它對於起動過流工作的關斷作為定時器服務。
由於這個電路的自然狀態，芯片必須基於使用起動電路，並用一個輔助繞組外供電，試圖讓芯片工作，由一個固定電壓源供電，會導致芯片被箝住於某個工作模式中。
一個高壓MOSFET作為電流源從高壓提供電流起動，從整流過的AC線路到Vcc的電容充滿電荷工作。
當Vcc上的電容電壓達到UVLO電路的起動點（10.8V）之後起動電路即被禁止。
PWM電路使能NCP1651,偏置電流從其待機水平到工作水平，由8計數器預置到7，起動芯片不會在第一周期工作，第二個Vcc周期數到8，芯片才允許在此時起動。
在關斷模式下，Vcc的周期保持在7計數狀態，直到關斷信號移去，才允許重起,快速起動。
見圖3的時序圖
芯片仍舊工作如Vcc電壓保持在UVLO欠壓觸發點之上同樣長的時間，如果Vcc電壓減小到欠壓鎖定的觸發點，則芯片工作即被禁止。
起動電路再次使能，並開始給Vcc電容充電，直至達到開啟電壓的水平。
在這一點上，起動電路將關斷，芯片仍保持關斷。
待其持續到下7個計數周期，到第8個周期NCP1651再次進入工作，如果Vcc電壓在欠壓觸發點之上，芯片即連續工作，若沒達到觸發點，則芯片又將開始另一個8計數周期。
八計數器的目的是減小芯片在過載條件下的功耗，並容許它重新在無過熱條件下模糊不定地重開周期。
它在臨界狀態，輸出電壓達到某一容許輔助源電壓在UVLO關斷電平之上，Vcc電容放電到此電平之前的一個水平上。
如果由輔助繞組產生的偏置電壓降到了超過關斷電壓，在電容電壓減到UVLO之前，則芯片將關斷，並進入8計數周期，且不會再起動。
如果出現此現象，Vcc電容值就必須加大了。
軟起動電路
AC誤差放大器有一個結構，即低輸出電平時將導致輸出佔空比減到0，這可利用來作軟起動。
芯片在開啟後，由於輸出是通過電容耦合到地的。
由於輸出電流及11Pin的電阻有一個起始的輸出電壓失調。
例如，如果輸出在高電平下導通且飽合。
它將源出50uA電流，如果11Pin為終端，有一個2.2KΩ電阻和0.01uF電容，起始設置為：
50uA×2.2K=0.11V.
上升速率為：
50uA/0.01uf=5mv/us.
到輸出為2.8V時，約560us，相對應滿足佔空比。
這裡還有一個8Pin上的箝制，它會保持此電容放電到1.5V。
所以FB/SD端信號還要慢慢升起，從低功率水平到高功率水平。
當芯片處在待機狀態，箝制即能工作。
同時芯片也能工作，箝制就會釋放，容許反饋信號去控制環路。
外部軟起動電路可以加上如圖24所示，達到你所需的起動時間。
基本規范
任何功率變換器的設計都從基本的規范制定開始。
下面的參數即是我們給出的實例規范：
Pomax最大輸出功率.
Vrmsmin最大輸入線路電壓.
Vrmsmax最高輸入線路電壓.
fswitch正常開關頻率.
Vout輸出電壓.
這些參數都是設計時必備的。
變壓器
對於平均電流型固定頻率PFC變換器，沒有有效力的公式決定變壓器的最佳的初級電感值。
但有幾種方法可以考慮，包括峰值電流
升级会员 