高级通信原理第5章-数字信号频带传输.ppt

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第5章数字信号的频带传输,数字调制原理调制原理、功率谱密度和频带利用率2ASK、QAM在AWGN条件下的最佳接收2ASK、QAM在理想限带及AWGN条件下的最佳接收数字调制系统的最佳接收和误码率分析矢量表示统计判决理论AWGN条件下的最佳接收及误码率分析数字调制方式的比较带限信号和功限信号带宽和维度,本章主要内容,5.1数字调制原理,基带信号：

带通信号的等效低通表示：

结论：

带通性数字调制信号的功率谱密度是将复包络的功率谱从零频搬移到载频上。

OOK信号的功率谱,推导：

问题：

如果基带信号为升余弦滤波器的冲激响应，则功率谱密度为多少？

频带利用率为多少？

或称为MPAM频带信号,练习：

练习：

误码率分析？

当信道带宽受限时，如果发送信号设计成带限且具有零ISI，则相对于无带宽限制的通信系统，不会造成误码率性能的损失。

4pointsQAM,假定先验等概，则平均发送功率,8pointsQAM,Pav=6A26.83A26A24.73A2,Disthebest,假定先验等概，则平均发送功率,练习,随着M的增大，MFSK信号功率谱的主瓣宽度随之增大，频带利用率随之减小。

练习,基带PAM信号,总结：

频带利用率（假定基带信号采用不归零矩形脉冲）,ASK信号或频带PAM,PSK、QAM信号,FSK信号,基带PAM信号,频带利用率（假定基带信号采用滚降频谱的波形）,ASK信号或频带PAM,PSK、QAM信号,5.2AWGN条件下的最佳接收及误码率分析,1）数字调制信号的矢量表示2）AWGN下的最佳接收（含“统计判决理论”）3）误码率分析,一、最佳接收机,信号解调器相关解调器MF解调器最佳检测器最大后验概率准则最大似然准则最小距离准则,1）相关解调器,相关解调器,2）MF解调器,对输入信号的匹配!

问题：

匹配于基函数，输出信号和噪声功率为多少？

证明：

参见（第4版）172页,解：

M=4的双正交信号（eg.4PSK）参见（第4版）175页,双正交信号,解：

二、最佳检测器,已经解决的问题：

提出问题：

结论,最小欧式距离准则的证明思路,如果所有信号具有相同的能量，相关度量可写成rsm,最佳AWGN接收机的实现形式,注意：

1、要求先验等概；,2、与所有发送信号进行相关，而不是基函数的相关。

如果所有信号具有相同的能量？

参见（第4版）179页,Thereceivedsignal,ZeromeanGaussiannoise,解:

s1,s2,threshold:

dependsonN0andpwhenp=0.5,h=0,总结,复习:

AWGN条件下的最佳接收,1、相关解调器,MF解调器,二、最佳检测器,如果所有信号具有相同的能量，相关度量可写成rsm,最佳AWGN接收机的实现形式,注意：

1、要求先验等概；,2、与所有发送信号进行相关，而不是基函数的相关。

如果所有信号具有相同的能量？

该接收机常用于正交MFSK系统的最佳接收。

最佳接收机结构,二进制调制的错误概率,1、2PSK2、正交信号3、4PSK,2PSK,由接收信号得到的解调器输出,发送信号,误码率,n:

varianceis=N0/2,Insuchacase,h=0,复习,误码率仅仅取决于比特信噪比。

如果采用欧氏距离来表示，则表示为,注意：

不同信号相同的矢量表示,基带2PAM频带2PAM（2PSK）,1、基带PAM,2频带2PAM,频带2PAM,二元正交信号,两个信号的向量表示为,如果发送为s1，则解调器输出端的接收向量为,如果采用欧氏距离来表示，则表示为,因为n1和n2是均值为0，方差为No/2且相互独立的高斯随机变量，所以n2-n1是均值为0，方差为No的高斯随机变量.,Binarysignals,和二进制双极性信号相比，要达到同样的错误概率，正交信号的能量需增加一倍，即正交信号的性能劣于双极性信号3dB，这是由于两个信号点之间的距离引起的。

例题：

OOK的误码率分析,解:

4PSK,结论：

4PSK的误比特率和2PSK相同。

M=2,M=4,误符号率,例题,复习：

最佳接收机结构,例如：

2PSK,由接收信号得到的解调器输出,发送信号,误码率分析,数字调制系统的最佳接收机的误码分析M进制PAM的错误概率M进制PSK的错误概率M进制QAM的错误概率M进制FSK的错误概率,总结：

UseGraycoding,最小移频键控（MSK）对2FSK信号作某种改进，使其相位保持连续变化的一种调制方式，也称FFSK“最小”：

以最小的调制指数（0.5）实现正交“快速”：

频带窄，可传送比PSK更高的速率,其中,139,140,最小移频键控（MSK）,最小移频键控（MSK）相位约束条件,142,最小移频键控（MSK）,附加相位函数:

分段线性函数，以Ts为段,一个符号期间，（t）的变化量总是+1-1-1+1+1+1,ak,信号相对于载波的频率偏移等于,相应的调制指数h=0.5.,143,最小移频键控（MSK）,2,14Ts以载波相位为基准的信号相位在一个符号内线性变化.,MSK信号的特点已调信号的振幅恒定；,符号交界处信号的相位是连续的。

MSK信号双极性矩形不归零脉冲,h=0.5,144,MSK信号的功率谱密度,145,MSK的正交调制表示形式,146,利用正交调制法产生MSK信号,147,加预编码的MSK调制器,148,平均误比特率,加预编码MSK的最佳接收,149,高斯最小移频键控（GMSK）提出背景MSK信号的相位路径为折线，其功率谱旁瓣衰减不够快。

在诸如移动通信等通信场合中，对信号带外辐射功率限制严格，而MSK无法满足要求。

GMSK信号的产生在MSK调制器之前加入一高斯低通滤波器，作为MSK调制器的前置滤波器,MSK调制器,GMSK信号,双极性不归零矩形脉冲序列,3dB带宽为B,高斯低通滤波器h（t）,150,高斯最小移频键控（GMSK）,s,BTsBTsBTs,高斯滤波器的矩形脉冲响应g（t）,151,高斯最小移频键控（GMSK）GMSK的附加相位函数,s,s,s,152,GMSK信号的平均功率谱密度,GMSK信号功率谱特性的改善是通过降低误比特率性能换来的前置滤波器的带宽越窄，输出功率越紧凑，误比特率性能越差,当BTs=0.25时，误比,特率性能下降并不严重。

60,差分四相移相键控（DQPSK）DQPSK：

为解决QPSK相干解调时的相位模糊问题,61,差分四相移相键控（DQPSK）格雷差分编码与QPSK的格雷码相位逻辑配合,62,差分四相移相键控（DQPSK）,en=cnen1fn=dnfn1en=dnen1fn=cnfn1cn=enen1dn=fnfn1cn=fnfn1dn=enen1,差分编码逻辑关系en1fn1=0en1fn1=1差分译码逻辑关系en1fn1=0en1fn1=1,63,差分四相移相键控（DQPSK）相干解调,64,差分四相移相键控（DQPSK）,非相干正交解调,65,差分四相移相键控（DQPSK）,平均误比特率,66,偏移四相移相键控（OQPSK）,QPSK：

恒定包络，相位跳变导致功率谱旁瓣较大,限带QPSK：

非恒定包络，包络起伏过大，只能采用,线性功放,偏移四相移相键,控OQPSK,67,偏移四相移相键控（OQPSK）,OQPSK调制,偏移四相移相键控（OQPSK）OQPSK中的串并变换及基带信号波形,69,偏移四相移相键控（OQPSK）,OQPSK及QPSK信号波形,70,偏移四相移相键控（OQPSK）OQPSK的功率谱密度：

与QPSK相同OQPSK的最佳解调,DQPSK调制,DQPSK（-ShiftDifferentiallyEncodedQuadraturePhaseShiftKeying）是一种正交相移键控调制方式，它综合了QPSK和OQPSK两种调制方式的优点。

DQPSK有比QPSK更小的包络波动和比GMSK更高的频谱利用率。

在多径扩展和衰落的情况下，DQPSK比OQPSK的性能更好。

DQPSK能够采用非相干解调，从而使得接收机实现大大简化。

DQPSK已被用于北美和日本的数字蜂窝移动通信系统。

DQPSK的调制原理在DQPSK调制器中，已调信号的信号点从相互偏移的两个QPSK星座图中选取。

图6.5-24给出了两个相互偏移的星座图和一个合并的星座图，图中两个信号点之间的连线表示可能的相位跳变。

可见，信号的最大相位跳变是。

另外，由图6.5-24还可看出，对每对连续的双比特其信号点至少有的相位变化，从而使接收机容易进行时钟恢复和同步。

DQPSK调制器原理图如图6.5-25所示。

输入的二进制数据序列经过串/并变换和差分相位编码输出同相支路信号Ik和正交支路信号Qk，Ik和Qk的符号速率是输入数据速率的一半。

在第k个码元区间内，差分相位编码器的输出和输入有如下关系:

图DQPSK信号的星座图,Q,k,I,k,（,c,）,图DQPSK调制器原理图,Ik=Ik-1cosk-Qk-1sinkQk=Ik-1sink+Qk-1cosk式中，k是由差分相位编码器的输入数据xk和yk所决定的。

采用Gray编码的双比特（xk，yk）与相移k的关系如表6.5-2所示。

差分相位编码器的输出Ik和Qk共有五种取值：

为了抑制已调信号的带外功率辐射，在进行正交调制前先使同相支路信号和正交支路信号Ik和Qk通过具有线性相位特性和平方根升余弦幅频特性的低通滤波器。

幅频特性表示式为,1,0,0f,f,表6.52采用Gray编码的双比特（xk,yk）与相移k的关系表,式中，g（t）为低通滤波器输出脉冲波形，k为第k个数据期间的绝对相位。

k可由以下差分编码得出:

k=k-1+kDQPSK是一种线性调制，其包络不恒定。

若发射机具有非线性放大，将会使已调信号频谱展宽，降低频谱利用率。

为了提高功率放大器的动态范围，改善输出信号的频谱特性，通常采用具有负反馈控制的功率放大器。

DQPSK的解调DQPSK可以采用与4DPSK相似的方式解调。

在加性高斯白噪声（AWGN）信道中，相干解调的DQPSK与4DPSK有相同的误码性能。

为了便于实现，经常采用差分检测来解调DQPSK信号。

在低比特率，快速瑞利衰落信道中，由于不依赖相位同步，差分检测提供了较好的误码性能。

DQPSK信号基带差分检测器的原理图如图6.5-26所示。

在解调器中，本地振荡器产生的正交载波与发射载波频率相同，但有固定的相位差。

解调器中同相支路和正交支路两个低通滤波器的输出分别为,图6.526基带差分检测器原理图,ek,fk,ck,dk,ck=cos（k-）dk=sin（k-）两个序列ck和dk送入差分解码器进行解码，其解码关系为ek=ckck-1+dkdk-1=cos（k-）cos（k-1-）+sin（k-）sin（k-1-）=cos（k-k-1）=coskfk=dkck-1-ckdk-1=sin（k-）cos（k-1-）+cos（k-）sin（k-1-）=sin（k-k-1）=sinkk=arctan,DQPSK信号还可以采用FM鉴频器检测，其原理图如图6.5-27所示。

该检测器由带通滤波器、限幅器、FM鉴频器、积分器、模2校正电路、差分相位译码及并/串变换电路组成。

除了基带差分检测、鉴频器检测方法外，DQPSK信号还可以采用中频差分检测方法解调，并且三种解调方式是等价的。

图6.5-27DQPSK信号鉴频器检测,6.5.4.3DQPSK系统的性能在加性高斯白噪声信道条件下，采用基带差分检测，DQPSK系统的误比特率为Pe=e-2r,式中，r=，In是第一类第n阶修正贝塞尔（Bessel）函数。

误比特率曲线如图6.5-28所示。

对于基带差分检测来说，当收发两端存在相位漂移=2fT时，将会使系统误比特率增加，图6.5-28中给出了不同fT时的误比特率曲线。

可以看出，当fT=0.025，即频率偏差为码元速率的2.5%时，在一个码元期间内将产生6.5的相位差。

在误比特率为10-5时，该相位差将会引起1dB左右的性能恶化。

图6.5-28DQPSK系统的误比特率曲线,调制原理、功率谱密度和频带利用率在理想限带及AWGN条件下的最佳接收在AWGN条件下的最佳接收误码率分析PAM2FSK方形QAM（含4PSK）重要的结论,小结,改为2FSK？