这时电力晶体管VT2能在电动机制动中起作用。
在t1≤t≤T期间，VT2在正的Ub2和反电动势E的作用下饱和导通，由E－Ud产生的反向电流-i沿回路3通过VT2流通，产生能耗制动，一部分能量消耗在回路电阻上，一部分转化为磁场能存储在回路电感中，直到t=T为止。
在T≤t≤t1（也就是0≤t≤t1）期间，因Ub2变负，VT2截止，-i只能沿回路4经二极管VD1续流，对电源回馈制动，同时在VD1上产生的压降使VT1承受反压而不能导通。
在整个制动状态中，VT2和VD1轮流导通，VT1始终截止，此时电动机处于发电状态，电压和电流波型图1.4反向电流的制动作用使电动机转速下降，直到新的稳态。
图1.4有制动作用的不可逆PWM变换电路
这种电路构成的调速系统还存在一种特殊情况，即在电动机的轻载电动状态中，负载电流很小，在VT1关断后（即t1≤t≤T期间）沿回路2径VD2的续流电流i很快衰减到零。
这时VD2两端的压降也降为零，而此时由于Ub2为正，使VT2得以导通，反电动势E经VT2沿回路3流过反向电流-i，产生局部时间的能耗制动作用。
到了0≤t≤t1期间，VT2关断，-i又沿回路4经VD1续流，到t=t4时-i衰减到零，VT1在Ub1作用下因不存在而反压而导通，电枢电流再次改变方向为i沿回路1经VT1流通。
在一个开关周期内，VT1、VD1、VT2、VD1四个电力电子开关器件轮流导通。
综上所述，具有制动作用的不可逆PWM变换器构成的调速系统，电动机电枢回路中的电流始终是连续的；而且，由于电流可以反向，系统可以实现二象限运行，有较好的静、动态性能。
由具有制动作用的不可逆PWM变换器构成的直流调速系统，电动机有两种运行状态，在电动状态下，依靠电力晶体管VT1的开和关两种状态，在发电制动状态下则依靠VT2的开和关两种状态。
两种工作状态下电路电压平衡方程式都分为两个阶段，情况同简单的不可逆的PWM变换器电路相同，即在0≤t≤t1期间为式Us=Rid+ldi/dt+E，在t1≤t≤T期间为式 0=Rid+Ldi/dt+E，只不过两种状态下电流的方向相反，即在制动状态时为-id。
可逆PWM变换器主电路的结构形式有T型和H型两种，其基本电路如图1.5所示，图中（a）为T型PWM变换器电路，（b）为H型PWM变换器电路。
（a）T型 （b）H型
图1.5PWM变换器电路
T型电路由两个可控电力电子器件和与两个续流二极管组成，所用元件少，线路简单，构成系统时便于引出反馈，适用于作为电压低于50V的电动机的可控电压源；但是T型电路需要正负对称的双极性直流电源，电路中的电力电子器件要求承受两倍的电源电压，在相同的直流电源电压下，其输出电压的幅值为H型电路的一半。
H型电路是实际上广泛应用的可逆PWM变换器电路，它由四个可控电力电子器件（以下以电力晶体管为例）和四个续流二极管组成的桥式电路，这种电路只需要单极性电源，所需电力电子器件的耐压相对较低，但是构成调速系统的电动机电枢两端浮地。
H型变换器电路在控制方式上分为双极式、单极式和受限单极式三种。
（1）双极式可逆PWM变换器：
四个电力晶体管分为两组，VT1和VT4为一组，VT2和VT3为一组。
同一组中两个电力晶体管的基极驱动电压波形相同，即Ub1=Ub4，VT1和VT4同时导通和关断；Ub2=Ub3，VT2和VT3同时导通和关断。
而且Ub1，Ub4和Ub2，Ub3相位相反，在一个开关周期内VT1，VT4和VT2，VT3两组晶体管交替地导通和关断，变换器输出电压Uab在一个周期内有正负极性变化，这是双极式PWM变换器的特征，也是“双极性”名称的由来。
由于电压Uab极性的变化，使得电枢回路电流的变化存在两种情况，其电压、电流波形如图1.6。
（a）电动机负载较重时（b）电动机负载较轻时
图1.6PWM变换器电压和电流波形
如果电动机的负载较重，平均负载电流较大，在0≤t≤t1时，Ub1和Ub4为正，VT1和VT4饱和导通；而Ub2和Ub3为负，VT2和VT3截止。
这时，Us加在电枢ab两端，Uab=Us，电枢电流沿i回路1流通（见图1.6），电动机处于电动状态。
在t1≤t≤T时，Ub1和Ub4为负，VT1和VT4截止；Ub2和Ub3为正，在电枢电感释放储能的作用下，电枢电流经二极管VD2和VD3续流，在VD2和VD3上的正向压降使VT2和VT3的c-e极承受反压而不能导通，Uab=-Us，电枢电流i沿回路2流通，电动机仍处于电动状态。
有关参量波形图示（见图1.6）。
如果电动机负载较轻，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零，即当t=t2时，i=0。
于是在t2≤t≤T时，VT2和VT3的c-e极两端失去反压，并在负的电源电压（-Us）和电动机反电动势E的共同作用下导通，电枢电流i反向，沿回路3流通，电动机处于反接制动状态。
在T≤t≤t1（0≤t≤t1）时，Ub2和Ub3变负，VT2和VT3截止，因电枢电感的作用，电流经VD1和VD4续流，使VT1和VT4的c-e极承受反压，虽然Ub1和Ub2为正，VT1和VT4也不能导通，电流沿回路4流通，电动机工作在制动状态。
当t0≤t≤t1时，VT1和VT4才导通，电流又沿回路1流通。
这样看来，双极式可逆PWM变换器与具有制动作用的不可逆PWM变换器的电流波形差不多，主要区别在于电压波形；前者，无论负载是轻还是重，加在电动机电枢两端的电压都在+Us和-Us之间变换；后者的电压只在+Us和0之间变换。
这里并未反映出“可逆”的作用。
实现电动机制可逆运行，由正、负驱动电压的脉冲宽窄而定。
当正脉冲较宽时，t1>T/2，电枢两端的平均电压为正，在电动运行时电动机正转；当正脉冲较窄时，t1>T/2，平均电压为负，电动机反转。
如果正、负脉冲宽度相等，t1=T/2，平均电压为零，电动机停止运转。
因为双极式可逆PWM变换器电动机电枢两端的平均电压为Ud=1/T[t1Us-（T-t1）Us]=（2t1/T-1）Us。
若仍以p=Ud/Us来定义PWM电压的占空比，则双极式PWM变换器的电压占空比为p=Ud/Us=2t1/T-1。
改变p即可调速，p的变化范围为-1≤p≤1。
p为正值，电动机正转；p为负值，电动机反转；p=0，电动机停止运转。
在p=0时，电动机虽然不动，但电枢两端的瞬时电压和流过电枢的瞬时电流都不为零，而是交变的。
这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增加了电动机的损耗，当然是不利的。
但是这个交变电流使电动机产生高频微振，可以消除电动机正、反向切换时的静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用，有利于快速切换。
PWM驱动装置是利用大功率晶体管的开关特性来调制固定电压的直流电源，按一个固定的频率来接通和断开，并根据需要改变一个周期内“接通”与“断开”时间的长短，通过改变直流伺服电动机电枢上电压的“占比空”来改变平均电压的大小，从而控制电动机的转速。
因此，这种装置又称为“开关驱动装置”。
PWM控制的示意图如图1.7所示，可控开关S以一定的时间间隔重复地接通和断开，当S接通时，供电电源US通过开关S施加到电动机两端，电源向电机提供能量，电动机储能；当开关S断开时，中断了供电电源US向电动机电流继续流通。
图1.7PWM控制示意图
电压平均值Uas可用下式表示：
Uas=ton·Us/T=αUs（1-1）
式中，ton为开关每次接通的时间，T为开关通断的工作周期，（即开关接通时间ton和关断时间toff之和），α为占空比，α=ton/T。
由式（1-1）可见，改变开关接通时间ton和开关周期T的比例也即改变脉冲的占空比，电动机两端电压的平均值也随之改变，因而电动机转速得到了控制。
1.3回路
在系统主电路部分，采用的是以大功率GTR为开关元件、H桥电路为功率放大电路所构成的电路结构。
如图1.8所示。
图中，四只GTR分为两组，VT1和
VT4为一组，VT2和VT3为另一组。
同一组中的两只GTR同时导通，同时关断，且两组晶体管之间可以是交替的导通和关断。
欲使电动机M向正方向转动，则要求控制电压
Uk
为正。
欲使电动机反转，则使控制电压Uk为负即可。
GTR是一种双极性大功率高反压晶体管，它大多用作功率开关使用,而且GTR是一种具有自关断能力的全控型电力半导体器件，这一特性可以使各类变流电路的控制更加方便和灵活，线路结构大为简化。
图1.8双极性H型PWM控制电路
图1.9极式PWM变换电路的电压、电流波形
设矩形波的周期为T，正向脉冲宽度为t1，并设λ=t1/T为占空比。
则电枢电压U的平均值Uav=（2λ-1）Us=（2t1/T-1）Us，并定义双极性双极式脉宽放大器的负载电压系数为
p=Uav/Us=2t1/T-1
即Uav=pUs
可见，p可在-1到+1之间变化。
2单元电路设计
2.1转速、电流双闭环调节电路
2.1.1电路原理
在双闭环直流调速系统中设置了两个调节器，转速调节器的输出当作电流调节器的输入，电流调节器的输出控制晶闸管整流器的触发装置。
电流调节器在里面称作内环，转速调节器在外面称作外环，这样就形成转速、电流双闭环调速系统。
检测部分中，采用了霍尔片式电流检测装置对电流环进行检测，转速则是采用了测速电机进行检测。
为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器都采用PI调节器。
PI调节器的输出由两部分组成，第一部分是比例部分，第二部分是积分部分。
把比例运算电路和积分电路组合起来就构成了比例积分调节器，如图2.1所示。
可知
UO=-I1R1-1/R0C1∫Uidt
I1=I0=Ui/R0
U0=-R1Ui/R0-R0C1/1∫Uidt
当突加输入信号Ui时，开始瞬间电容C1相当于短路，反馈回路中只有电阻R1，此时相当于比例调节器，它可以毫无延迟地起调节作用，故调节速度快；而后随着电容C1被充电而开始积分，U0线性增长，直到稳态。
图2.1调节器电路
转速调节器是调速系统的主导调节器，它使转速跟随其给定电压变化，稳态时实现转速无静差，对负载变化起抗扰作用，其输出限幅值决定电机允许的最大电流。
电流调节器使电流紧紧跟随其给定电压变化，对电网电压的波动起及时抗扰作用，在转速动态过程中能够获得电动机允许的最大电流，从而加快动态过程，当电机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起快速的自动保护作用。
一旦故障消失，系统立即自动恢复正常。
图2.2电流调节电路图
ASR–转速调节器ACR–电流调节器GT–触发装置
M–直流电动机TG–测速发电机TA–电流互感器
UPE---电力电子变换器Un*---转速给定电压
Un---转速反馈电压Ui*---电流给定电压Ui---电流反馈电压
图中，来自速度给定电位器给定的信号Un*与速度反馈信号Un比较后，偏差为△Un=Un*-Un，送到速度调节器ASR的输入端。
速度调节器的输出Ui*作为电流调节器ACR的给定信号，与电流反馈信号Ui比较后，偏差为△Un=Ui*-Ui，送到电流调节器ACR的输入端，电流调节器的输出Uct送到触发器，以控制可控整流器，整流器为电动机提供直流电压Ud.。
2.2PWM驱动装置控制电路
PWMkHz图2.3为PWM驱动装置控制电路框图。
该控制电路包括恒频波形发生器、脉宽调制器、脉冲分配电路等脉宽调速系统所特有的电路。
图2.3驱动装置控制电路框图
2.2.1脉宽调制器
它的作用是实现电压、脉宽的转换（V/M），即形成PWM信号。
SG1525集成控制器由R2和Rp1分压给出EA（+）（2引脚）的系统设定值电压。
这就要求提供此电压的基准电源VREF有较高精度。
VREF受15引脚VCC1电源电压的影响。
VCC1是标准三端集成稳压器的输入电压。
VREF是稳压器的输出电压Vcc。
低于7V或严重欠电压时，VREF的精度值（5．1V±1%）就得不到保证；为防止EA（+）设定值电压波动导致系统失控，在器件内部设置有欠压锁定功能。
出现欠电压时，欠电压锁定功能使图10中A端线由低电压上升为逻辑高电压。
P1和P2的逻辑高电压使晶体管T和T的集电极对地导通。
控制器11和l4引脚的输出电压脉冲消失（V01=V02=0），功率驱动电路输出至主开关管V的控制驱动脉冲消失，主开关管关断使直流电机停转。
欠电压使A端线高电压传递到T3晶体管基极，T3导通为8引脚外接电容C3，提供放电的路径。
C3经T3发射极电阻放电为零电压后，限制了比较器C的PWM脉冲电压输出，该脉冲电压上升为恒定的逻辑高电压。
PWM高电压经PWM锁存器输出到D端线仍为恒定的逻辑高压，C3电容重新充电之前，D端线的高电压不会发生变化。
D与A同为高电压。
双重封锁V01和V02为零出。
欠电压消失后，欠电压锁定功能使A恢复低电压正常值，A的低电压使管恢复截止。
C3电容由50µA电流源缓慢充电。
C3充电对PWM和D端线脉冲宽度产生影响。
同时对V01和V02产生影响，其结果是使V01和V02脉冲由窄缓慢变宽。
只有C3充电结束后V01和V02脉冲宽度才不再受C3充电的影响。
由于V01和V02脉冲宽度受C3充电影响缓慢加宽，欠电压消失后的功率驱动脉冲也是由窄变宽的，主开关管斩波输出的直流电压Va呈现出由小变大的趋势，而不是跃变为某一固定值电压。
这种软启动方式，使系统主回路电机及开关器件避免承受过大的冲击渲涌电流。
C3一般选用几微法的电解电容器。
2.2.2系统的故障关闭功能。
为便于从直流电机主回路接受检测到的故障信号，例如，电机过电流，过电压，VD直流失压等故障信号，集成控制器内部T3晶体管基极经-50k13电阻连接1引脚。
外部故障信号使Va稳压管导通时，稳压管导通电流在R6两端产生逻辑高电压，此逻辑高电压使T3管基极上升为逻辑高电压。
由于T3基极与A端线相连，故障信号产生的关闭过程与欠电压锁定过程类似。
即使P1=P2=0，T1和T2晶体管截止；T1和T2导通。
V01=V02=0；关闭驱动脉冲使主开关管V关断，Va=0，电机停转。
另外，故障信号使，导通提供8引脚㈩脚C3电容的放电路径，C3放电到零电压为软启动作好准备。
故障消除后T3截止,C3由电流源缓慢充电，V01和V02脉冲由窄变宽，由低值逐渐升高到某固定值，电机在不承受过大启动电流的状态下．平稳上升到某固定转速。
2.2.3系统波形与控制方式分析
系统控制器输出的控制脉冲电压V01和V02（11和14脚）的上跳时间，由一个锯齿波电压V+的谷点时刻确定。
即V01和V02总是在锯齿渡电压V+取最小值时，由逻辑低电平上跳为逻辑高电平。
为保证V01和V02不同时出现逻辑高电压（每间隔一个锯齿波出现一次），Vo1和Vo2的频率设置为锯齿波电压频率的二分之一。
FF触发器在CP脉冲控帝葺下输出Q和Q非两个二分频计数脉冲分别至不同或一或非门口B输入端，即可达到上述频率设置的目地。
CP脉冲出现的时刻与锯齿波峰点对齐，CP后沿下跳时刻与谷点对齐，这样可保证CP与锯齿渡的同步同频率变化。
CP与锯齿波V+的同步同频率设置功能，由OSC振荡器完成。
CP实际是由双门限比较器将锯齿波电压整形后的。
Vo1和Vo2脉冲的后沿下跳时刻由锯齿渡V+的上升沿区间和V-电压的交点确定，当V+上升到V+≥V-的临界对应时刻时，Vo1或Vo2脉冲由逻辑高电平跳变为逻辑低电平。
误差放大器EA的输出电压V-，可由2引脚设定电位器Rp1调节。
调节Rp1使V-等于V+的谷点电压时，Vo1和Vo2的脉宽缩减为零，Vo1=Vo2=0；调节RP1使V-等于V+的蜂点电压时，Vo1和Vo2的脉宽达到最大值。
由于V-电压由V+的谷点到峰点电压调节时，和V+交点在锯齿波上升沿移动所对应的时间为t1，Vo1和Vo2的最大脉冲宽度也为t1。
V+与V-的交点比较功能由C比较器完成，当V+≥V-时，C比较器输出的PWM渡形由逻辑低电平变为高电平；V+≤V-时（V+下降沿交点），C比较器输出PWM波由逻辑高电平变为低电平，为保证PWM波宽不致于太窄，用PWM锁存器锁存高电平值，并在CP脉冲下跳时对锁存器清零。
以进行下一个比较点的锁存。
经PWM锁存器输出到“或”一“或非”门C输入端的脉冲最小宽度与CP同宽。
调节电位器RP1使误差放大器输出一固定的V-电压．在V+的谷点和V-与V+交点对应的区间内有固定的Vo1+Vo2脉冲（11和14脚并接获Vo1+Vo2）输出到功率驱动电路，主开关管V以某固定脉宽斩波输出Ua，滤波输由RP1调节确定的直流电压Va值到直流电机，电机保持其稳定转速运行。
当电机因某种扰动固察使转速发生变化时，例如，负载变化使转速下降，则由系统检测反馈的
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