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电力电子课程设计

2004级电力电子技术

课程设计报告

姓名：

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设计时间：

2007-7

升降压斩波电路在直流可逆电动机的运用

摘要：

文章分析了升／降压斩波电路的工作原理，介绍了集成芯片SG3525的应用特点，并对由SG3525控制，通过升／降压斩波电路来实现的直流脉宽调速电路进行了分析和实验。

关键词：

升／降压斩波电路SG3525直流脉宽调速

本文介绍了通过斩波电路来实现的直流脉宽调速电路，此斩波电路由基本的降压型变换器和升压型变换器相组合，选用全控型器件MOSFET，当此变换器对直流电动机供电时，只要对MOSFET进行实时的PWM控制，就可实现电机的四象限运行。

此斩波电路中IG—BT的驱动信号由集成脉宽调制控制器SG3525产生，由于它简单可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试。

1电路组成及系统分析

直流脉宽调速电路原理如图1所示，其中直流斩波电路可看成降压型变换器和升压型变换器的串联组合，采用IGBT作为自关断器件，利用集成脉宽调制控制器SG3525产生的脉宽调制信号作为驱动信号，由两个IGBT及其反并联的续流二极管组成。

图1电路原理图

1．1主电路工作原理

三相127V交流电经桥式整流电路，滤波电路变成直流电压加在P、N两点间，直流斩波电路上端接P点，下端接N点，中点公共端（COM）（如图1所示）。

若使COM端与电机电枢绕组A端相接，B端接N，可使电机正转。

若T2截止，T1周期性地通断，在T1导通的T。

时间内，形成电流回路P—T1一A—B-N，此时UAB>0，AB>0；在T1截止时由于电感电流不能突变，电流AB经D2续流形成回路为A-B-D2-A，仍有UAB>0，IAB>0，电机工作在正转电动状态（第一象限），T1，D2构成一个Buck变换器。

若T1截止，T2周期性地通断，在T2导通的T。

时间内，形成电流回路A—T2一B_A；在T2截止时，由于电感电流不能突变，电流AB经D1续流形成回路为A—D1一P—N—A，此时UAB>（），lABd0，电机工作在正转制动状态（第二象限），T2，D1

构成一个Boost变换器。

只要改变T1，T2导通时间的大小，即改变给T1，T2所加门极驱动信号脉冲的宽度，即可改变UAB和IAB的大小调控直流电动机的转速和转矩。

若使COM端与电机电枢绕组A端相接，B端接N，可使电机工作在正转电动或制动状态（I，Ⅱ象限），若使COM端与B相接而A端接N，可使电机工作在反转电动或制动状态（II，IV象限）。

正转或反转状态电机电枢绕组的连接通过状态开关进行切换。

这样仅用两个开关器件就可实现电机的四象限

运行。

电机的转速经测速发电机以及FBS（转速变换器）输出到ASR（转速调节器），作为ASR的输入并和给定电压比较，组成系统的外环，ASR的输出作为ACR（电流调节器）的输入并和主电路电流反馈信号进行比较作为系统的内环。

由于电流调节器的输出接到SG3525的第2脚，R2为限流电阻，所以要求电流调节器再通过一个反号器的输出电压的极性必须为正，转速调节器的输出作为电流调节器的给定则又要求其输出电压信号为正，最后转速调节器的给定选择了负极性的可调电压，如图1所示。

ASR和ACR均采用PI调节器，利用电流负反馈与速度调节器输出限幅环节的作用，使系统能够快速起制动，突加负载动态速降小，具有较好的加速特性。

 1.2电容滤波的三相不可控整流电路

    在电容滤波的三相不可控整流电路中，最常用的是三相桥式结构，一下图给出了其电路及理想的工作波形。

    1.基本原理

    该电路中，当某一对二极管导通时，输出直流电压等于交流侧线电压中最大的一个，该线电压既向电容供电，也向负载供电。

当没有二极管导通时，由电容向负载放电，ud按指数规律下降。

    设二极管在距线电压过零点δ角处开始导通，并以二极管VD6和VD1开始导通的时刻为时间零点，则线电压为

     uab=U2sin（ωτ＋δ）

    而相电压为

     ua=U2sin（ωτ＋δ－π/6）

    在ωt=0时，二极管VD6和VD1开始同时导通，直流侧电压等于uab；下一次同时导通的一对管子是VD1和VD2，直流侧电压等于uac。

这两段导通过程之间的交替有两种情况，一种是在VD1和VD2同时导通之前VD6和VD1是关断的，交流侧向直流侧的充电电流id是断续的，如图1所示，另一种是VD1一直导通，交替时由VD6导通换相至VD2导通，id恰好连续。

由前面所述“电压下降速度相等”的原则，可以确定临界条件。

假设在ωt＋δ＝2π/3的时刻“速度相等”恰好发生。

    以上讨论过程中，忽略了电路中诸如变压器漏抗、线路电感等的作用。

另外，实际应用中为了抑制电流冲击，常在直流侧串入较小的电感，成为感容滤波的电路，如图4a所示。

此时输出电压和输入电流的波形如图4b所示，由波形可见，ud波形更平直，而电流i2的上升段平缓了许多。

这对于电路的工作是有利的。

当L与C的取值变化时，电路的工作情况会有很大的不同，这里不再详细介绍。

可得

    这就是临界条件。

ωRC>和ωRC≤分别是电流id断续和连续的条件。

图2给出了ωRC等于和小于时的电流波形。

对一个确定的装置来讲，通常只有R是可变的，它的大小反映了负载的轻重。

因此可以说，在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的，重载时是连续的，分界点就是R=／（ωC）。

    ωRC>时，交流侧电流和电压波形如图1所示，其中δ和θ的求取可仿照单相电路的方法。

δ和θ确定之后，即可推导出交流侧线电流ia的表达式，在此基础上可对交流侧电流进行谐波分析。

由于推导过程十分繁琐，这里不再详述。

    以上分析的是理想的情况，未考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击电流而串联的电感。

当考虑上述电感时，电路的工作情况发生变化,其电路图和交流侧电流波形如图3所示，其中图3a为电路原理图，图3b、c分别为轻载和重载时的交流侧电流波形。

将电流波形与不考虑电感时的波形比较可知，有电感时电流波形的前沿平缓了许多，有利于电路的正常工作。

随着负载的加重,电流波形与电阻负载时的交流侧电流波形逐渐接近。

2.主要数量关系

（1）输出电压平均值空载时，输出电压平均值最大，为

。

随着负载加重，输出电压平均值减小，至ωRC=

进入id连续情况后，输出电压波形成为线电压的包络线，其平均值为Ud=2.34U2。

可见，Ud在2.34U2~2.45U2之间变化。

    与电容滤波的单相桥式不可控整流电路相比，Ud的变化范围小得多，当负载加重到一定程度后，Ud就稳定在2.34U2不变了。

（2）电流平均值输出电流平均值IR为：

IR=Ud/R

    与单相电路情况一样，电容电流iC平均值为零，因此：

Id=IR

    在一个电源周期中，id有6个波头，流过每一个二极管的是其中的两个波头，因此二极管电流平均值为Id的1/3，即：

IVD=Id/3=IR/3

    （3）二极管承受的电压二极管承受的最大反向电压为线电压的峰值，为

。

1．3控制电路

控制电路以SG3525为核心构成，它采用恒频脉宽调制控制方案，适合于各种开关电源，斩波器的控制。

其内部包含精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器等，并含有欠压锁定电路，闭锁控制电路和软起动电路。

SG3525外围电路接线图见图2。

图2SG3525外围电路接线图LM1413是一种复合晶体管（达林顿电路）阵列驱动器，增益和耗散功率大，可靠性高。

本电路中用它来放大SG3525第11，14引脚输出到MOSFET的驱动信号并防止误驱动。

SG3525的内部电路和参数：

LM1413内部电路和参数

1．4实验方法

对于转速调节器ASR，本系统是给定为负极性，反馈为正极性。

当电机正反转时要求转速调节器反馈的电压极性总是为正极性，因此电机正反转时FBS单元的输出应总是正电压。

本系统中的FBS单元有两个输出电压为不同极性的端子，闭环时FBS单元输出为正电压的一端应作为转速调节器的反馈。

因此本系统在加上双环之前要进行开环实验以确定FBS单元的输出极性哪一个为正，具体实验步骤如下：

（1）把面板上的钮子开关拨到开环，并把ASR单元的给定电压直接接到PWM单元的输人端（在面板上用导线短接），FBS单元的输人接到测速发电机的输出，逐渐加大给定电压并用万用表测出FBS两个输出端（A），（B）的极性哪一个为正，并记录；

（2）加上双环，把面板上的钮子开关拨到闭环，FBS单元的正极性的输出端接到ASR的反馈端，ASR单元的输出接到ACR单元的给定端，ACR的输出接到PWM单元的输人；

（3）接通控制电路电源，用示波器分别观察锯齿波和PWM信号的波形，记录波形、频率和幅值；

（4）分别观察两个脉冲变压器二次侧的电压波形，记录波形、周期、最大脉宽、幅值；

（5）接通主电路电源，观察IGBT的门极和发射极间的电压波形；

（6）分别加上“正向”和“反向”给定信号，起动电机，并逐步加上额定负载进行调速实验。

注意观察给定电压，导通比与转速的关系。

MOSFET驱动电路：

此图给出了电力MOSFET的一种驱动电路，它包裹电气隔离和晶体管放大电路两部分。

当无输入信号时高速放大器A输出负电平，V1导通输出负驱动电压。

当有信号输入A时输出正电平，V2导通输出正驱动电压。

电机正反转控制电路

主电路采用可逆PWM—M的双极式H型电路。

运用4个C2655晶体管和4个续流二极管组成的桥式电路，靠晶体管导通和关闭的占空比D来实现电动机调速的目的，输出端的电位极性不同可以使电机正转和反转。

应用中应尽量提高斩波频率，减少电流的脉动。

1．4实验结果

图3，图4是本直流脉宽调速双闭环系统突加负载，突减负载时的电流，转速波形图，可以看出系统突加负载动态速降低，具有较硬的机械特性和较好的抗干扰性，而且运行稳定，通过状态开关的切换可方便地实现可逆运行。

图3突加负载时转速。

电流波形图

2结语

本文所述的直流脉宽调速电路通过一种由降压变换器和升压变换器组合而成的直流斩波电路加以实现，此直流斩波电路选用全控型器件IGBT，电机正反转时电枢绕组的连接采用状态开关进行切换，这样只用两个开关器件就实现了电机的四象限运行。

直流脉宽信号由SG3525产生，调试非常方便，电路控制也很灵活。

实验证明本调试系统直流电压大小调节和电机

可逆运行的实现非常方便，并具有较硬的静特性和机械特性。