最新卫星通信系统设计.docx

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最新卫星通信系统设计

卫星通信系统设计

卫星通信系统设计

一、设计要求

1.覆盖东南亚地区（地面终端为手持机）；

2.波束：

卫星天线有140个点波束，EIRP：

73dbw,G/T:

15.3db/k；

3.支持数据速率9.6kbps，至少提供10000路双向信道；

4.频段：

L波段，上行1626--1660MHZ;

下行1525--1559MHZ。

2、总体设计方案

1.系统组成

卫星通信系统由卫星星载转发器、地球站接收、地球站发送设备组成。

本设计系统卫星定位与赤道上空123oE，加里曼丹（即婆罗洲）上空。

距地面3.6KM，属地球同步卫星。

系统组成如图1所示

发送端输入的信息经过处理和编码后，进入调制器对载波（中频）进行调制；以调的中频信号经过上变频器将频率搬移至所需求的上行射频频率，最后经过高功率放大器放大后，馈送到发送天线发往卫星。

卫星转发器对所接受的上行信号提供足够的增益，还将上行频率变换为下行频率，之后卫星发射天线将信号经下行链路送至接受地球站。

地球站将接受的微弱信号送入低噪声模块和下变频器。

低噪声模块前端是具有低噪声温度的放大器，保证接收信号的质量。

下变频、解调器和解码与发送端的编码、调制和上变频相对应。

2.系统传输技术体制

，调制方式

本系统采用π／4-QPSK调制机制

QPSK（QuadraturePhaseShiftKeying）正交相移键控，是一种数字调制方式。

在数字信号的调制方式中QPSK四相移键控是目前最常用的一种卫星数字信号调制方式,它具有较高的频谱利用率、较强的抗干扰性、在电路上实现也较为简单。

但是，当QPSK进行脉冲成形（信号发送前的滤波，减小信号间干扰，将信号通过设定滤波器实现）时，将会失去恒包络性质，偶尔发生的弧度为π的相移（当码组0011或0110时，产生180°的载波相位跳变），会导致信号的包络在瞬时通过零点。

任何一种在过零点的硬限幅或非线性放大，都将由于信号在低电压时的失真而在传输过程中带来已被滤除的旁瓣。

为了防止旁瓣再生和频谱扩展，必须使用效率较低的线性放大器来放大QPSK信号。

OQPSK是在QPSK基础上发展起来的一种恒包络数字调制技术。

消除180°的相位跳变。

恒包络技术所产生的已调波经过发送带限后，当通过非线性部件时，只产生很小的频谱扩展。

这种形式的已调波具有两个主要特点，其一是包络恒定或起伏很小；其二是已调波频谱具有高频快速滚降特性，或者说已调波旁瓣很小，甚至几乎没有旁瓣。

它与QPSK有同样的相位关系，也是把输入码流分成两路，然后进行正交调制。

不同点在于它将同相和正交两支路的码流在时间上错开了半个码元周期。

由于两支路码元半周期的偏移，每次只有一路可能发生极性翻转，不会发生两支路码元极性同时翻转的现象。

因此，OQPSK信号相位只能跳变0°、±90°，不会出现180°的相位跳变。

本系统采用π／4-QPSK调制，它是OQPSK和QPSK的折中，比PQSK有更好的包络性质，它能够非相干解调，使接收机设计大大简化，在多径扩展和衰落的情况下，π／4-QPSK调制性能更好。

，多址接入方式

OFDMA：

OFDM正交频分复用结合CDMA码分多址

OFDM将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到在每个子信道上进行传输。

正交信号可以通过在接收端采用相关技术来分开，这样可以减少子信道之间的相互干扰ICI。

每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道上的可以看成平坦性衰落，从而可以消除符号间干扰。

而且由于每个子信道的带宽仅仅是原信道带宽的一小部分，信道均衡变得相对容易。

OFDM可以结合分集，时空编码，干扰和信道间干扰抑制技术，最大限度的提高了系统性能。

OFDM中的各个载波是相互正交的，每个载波在一个符号时间内有整数个载波周期，每个载波的频谱零点和相邻载波的零点重叠，这样便减小了载波间的干扰。

由于载波间有部分重叠，所以它比传统的FDMA频分多址技术提高了频带利用率。

但OFDM本身不具有多址能力，需要和其他的多址技术，如TDMA、CDMA、FDMA等结合实现多址，本系统采用OFDM正交频分复用结合CDMA码分多址。

3.信道申请及信道分配

系统的地面站负责将卫星网络接入到世界各地的地面网络或将地面网络接入到卫星网络。

在三个地点设置地面站（即信关站，有交换和网络管理功能，同时用于与地面通信网接口），分别在印度尼西亚、菲律宾、泰国。

本系统没有星际链路且无交换功能，信关站还负责路由分配功能。

系统中控制中心（均设在印尼巴登岛）包括地面控制中心（GCC）和卫星控制中心（SCC），各信关站通过数据网将传输监控和状态数据送到GCC和SCC，它们分别对地面信关站和空间卫星进行监控。

GCC为信关站制定通信计划，控制分配给每个信关站的卫星资源，实现信道申请和信道分配。

信道分配方式：

动态信道分配。

信道动态分配分为2个阶段：

第1阶段是呼叫接入的信道选择，采用慢速DCA，主要是进行各个小区间的资源分配，根据一定区域内的业务量以及小区的干扰情况为每个小区分配上下行的资源。

；第2阶段是呼叫接入后为保证业务传输质量而进行的信道重选，采用快速DCA，快速DCA是根据RU远程单元为承载分配载频，时隙和码道。

通过一定的准则对小区信道资源进行优先级排序，例如根据载波负荷，各个时隙内的剩余码道数目，时隙内的干扰，或根据接入用户的空间位置分布等，为用户分配最优的频率，时隙和码道。

本系统根据各个时隙内的剩余码道数目对小区信道资源进行优先级排序。

2、链路工程预算

1，仰角EL（轨道半径rs,地球站到静止卫星的通信距离d,地面站和卫星之间的夹角r）

地球站到静止卫星的通信距离d（e为地球站的纬度，

g为地球站与卫星定点（星下点）的经度之差）

本系统中卫星发射在赤道上空，r=0,则

。

由图2知

d=35786m.

2,空间传波损耗

自由空间损耗

，f为电波频率，c为光速。

以db表示

db（其中d单位为km,f单位为GHZ）

本系统

=92.44+20lg35.786+20lg1.5=127.04db

链路附加损耗

一般星地链路传波损耗除自由空间损耗外，还有大气吸收损耗、雨衰、折射、散射等。

由图可看出本系统中大气吸收附加损耗较少，为0.01db，不是主要损耗因素。

由图知本系统中雨衰对系统影响不大。

综合考虑各种链路附加损耗，估计除自由空间传波损耗外，还有3db链路附加损耗。

3，衰落特性

对于卫星移动通信系统，移动用户所在地面环境复杂，天线高度低、增益小，能接收由于地面环境反射形成而来的多径信号，因此卫星移动通信信道可看作是一个多径信道。

卫星移动通信一般用于支持偏远地区，一般认为接收信号存在直射分量，因此卫星移动信道是赖斯信道，接收信号包络服从赖斯分布，相位服从均匀分布。

图3-9给出了树木遮蔽条件下，不同仰角时的接收信号电平衰落累积分布特性。

纵坐标“衰落电平”表示给定仰角条件下，超过横坐标时间百分数的接收电平数值。

“衰落电平”是指接收电平低于无多径时接收电平的数值。

本系统仰角大，衰落较小。

4，链路预算分析

有效全向辐射功率EIRP代表地球站或通信卫星发射系统的发射能力，是天线所发射功率Pt与该天线增益Gt的乘积，即EIRP=Pt*Gt,接收信号载噪比C/N为

在进行链路预算分析时，为避免涉及接收机的带宽，也常用载波功率与等效噪声温度C/T，则有

上行和下行链路按照上述分析进行链路分析

上行链路（C/T）u值为

其中，（EIRP）e为地球站等效全向辐射功率，（G/T）s为卫星接收系统品质因数，Lu为上行链路传输损耗。

下行链路

值为

其中（EIRP）s为地球站等效全向辐射功率，（G/T）e为卫星接收系统品质因数，Ld为上行链路传输损耗。

全链路传输质量载波噪声温度比C/T为

上行链路功率预算

参数

符号

数值

手持单元EIRP

PtGt

-3dbw

接收天线增益

Gr

23db

路径损耗

Lp

-127.04db

其他损耗

Lm

-3.5db

卫星端的接收功率

Pr

-147.1dbw

转发器噪声功率预算

参数

符号

数值

波尔兹曼常数

k

-228.6dbw

系统噪声温度

Ts

27dbk

噪声宽带

Bn

36.8dbhz

噪声功率

N

-164.8dbw

可计算出转发器内的输入上行链路C/N

（C/N）u=Pr/N=-147.1dbw-（-164.8dbw）=17.7db

以上求得的是晴天时转发器中的最低信噪比，移动终端天线增益取值为0db.

下行链路C/N预算

参数

符号

数值

卫星的EIRP

PtGt

73dbw

路径损耗

Lp

-127.03db

G/T

G

15.3db/k

移动端的接收功率

Pr

-134.6dbw

噪声功率

N

-149.0dbw

下行链路（C/N）d=-134.6-（-149.0）=14.4db

将各个C/N转换为比值形式，即（C/N）u=17.7db=58.9,

（C/N）d=14.4db=27.5,因而可得输出链路总载噪比为

C/N=

=1/（0.017+0.036）=18.86=12.75db

3、关键技术及解决途径

1，OFDM子载波可以按两种方式组合成子信道：

集中式和分布式，集中式即将若干连续子载波分配给一个用户，这种方式下系统可以通过频域调度选择较优的用户进行传输，从而获得多用户分集增益。

另外，集中方式也可以降低信道估计的难度。

但这种方式获得的频率分集增益较小，用户平均性能略差。

分布式系统将分配给一个子信道的子载波分散到整个带宽，各子载波的子载波交替排列，从而获得频率分集增益。

但这种方式下信道估计较为复杂，也无法采用频域调度，抗频偏能力也较差。

设计中应根据实际情况在上述两种方式中选择分布式。

2，当卫星转发器的行波管放大器（TWTA）同时放大多个载波时，将产生互调噪声，其影响用载波噪声温度比（C/T）i来表示。

为了确定表征全链路传输质量的载波噪声温度比C/T,总的等效噪声温度T应为各部分的噪声温度值和所以有

全链路传输质量载波噪声温度比C/T为

但上述结果在实际工程应用中还是不够，必须考虑到不同的非理想情况并有足够的余量。

考虑到余量，在实际应用计算中，上式右端再加一项

作为系统余量。

余量的考虑包括尚未计入的附加损耗和设备不理想情况（调制解调器、同步恢复等）。

3，通信系统中，信道非线形失真会对信号造成损害，非线性失真主要由功率放大器（特别是载功率放大器）产生，有幅度非线性失真和相位非线性失真。

幅度非线性失真即信号输入输出幅度变化特性（AM-AM）是非线性的。

相位非线性失真将输入信号的幅度变换转换为输出信号相位的变化。

为减少信道的非线性失真，主要是减少放大器带来的非线性失真，一般可采用非线性补偿技术或放大器功率回退技术。

非线性补偿的方法之一是根据已知的功率放大器非线性特性用互补的特性进行语补偿。

预补偿可以在中频以模拟电路实现，也可以在基带以数字方式进行补偿，本系统采用后者。

采用自适应非线性补偿，这样可以在未知功放非线性特性的情况下进行预失真补偿，适应性强，补偿效果好。

输入输出补偿能有效地减少多载波信号的互调失真，但是降低了功率放大器的功率效率，对于多载波传输的卫星通信系统，由于功放的非线性将引起互调失真，产生互调干扰噪声，使系统的C/N值下降。

当星载TWTA的输入功率增加时，会产生两个结果：

一方面，由于输出功率随之增加，卫星EIRP增大，下行链路的C/N值将增加，但增加不是完全线性的，随着TWTA进入饱和，下行C/N的增加更加缓慢。

另一方面，随着TWTA输入功率的增加，放大器趋于饱和，互调噪声增大，使C/IM（载波互调比，IM为互调干扰功率）下降。

在考虑上下行链路C/N和互调C/IM的情况下，星载TWT功放输入功率显然存在一个最佳值，此时全链路具有最大的C/N值。

4，提高星载转发器的可靠性

给容易失效的模块或部件配备冗余配置，所以星上除通信设备和其它冗余部分外，还有各种切换开关。

本系统采用R型切换开关，将多个R型开关构成不同冗余配置方式，当工作单元失效时，通过R开关的操作将失效支路切换至备用支路。

5，140个点波束

卫星天线设计长12m,定点通信业务大，140个点波束，功率利用率高。

点波束定向由星载通信系统和SCC卫星控制系统中姿态控制协同完成，指向误差（东西南北）能达到

，但点波束叠加后误差将增大。

需要通过综合设计将误差限定在一定范围内。

4、总结

通过这次设计报告了解卫星通信系统的组成及各个部分功能，将知识衔接在一起，对各种调制方式也有了更深的理解，也认识到多址接入技术在实际中的重要作用。

同时也感到自己平时对知识学习不到位，只学到表面，没有深入去了解比较，所以这次报告也做得比较吃力。

这次报告，只对卫星通信系统框架简单地介绍，部分技术通过选择比较采用最优技术，但各个模块并没有分析得很详细。

在以后的学习中会不断改进完善。

参考书目：

卫星通信导论（吴诗其，李兴），

卫星通信系统（郭庆，王振永，顾学迈）

卫星通信（美TimthyPratt,CharlesBostion）

无线通信（美TheodoreS.Rappaport）