大功率低成本高性能的板级供电解决方案的技术研究和应用解读.docx
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大功率低成本高性能的板级供电解决方案的技术研究和应用解读
目录
0版本记录3
1概述4
2降压型开关电源的PWM控制技术的原理4
3多相位时钟同步5
4电流控制型脉冲调制负反馈6
5实例公式推导8
6PCB布局考虑16
7测试注意事项20
8实际应用例子21
1版本记录
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主要修改记录
作者
备注
1
2
3
2概述
随着XXXXXX项目开发的深入进行，超大规模集成电路内核供电的板级供电方案，即低电压、大功率、低纹波的低成本开关电源的板级实现成为一个极需攻克的技术难题。
下面通过对降压型开关电源的PWM控制技术的原理、多相位时钟同步、电流控制型脉冲调制负反馈、实例公式推导、PCB布局考虑、测量注意事项等方面的技术讨论来介绍该电源的实现。
3降压型开关电源的PWM控制技术的原理
最早的降压型PWM开关电源的原理图如图1所示。
其工作方式为：
将快速通断的晶体管置于输入与输出之间，通过调节通断比例（占空比）来控制输出直流电压的平均值。
该平均电压由可调宽度的方波脉冲构成，方波脉冲的平均值就是直流输出电压。
理想情况下，在输出端使用合适的LC滤波器将方波脉冲平滑成无纹波的直流输出。
结合图2中的各点波形，来看一下整个电路的详细工作过程：
开关管Q1与直流输入电压Vdc串联。
在开关周期T内，Q1导通时间为Ton。
Q1导通时，V1点电压为Vdc（设Q1导通，压降为零）。
Q1关断时，V1点电压迅速下降到零。
若没有嵌位二极管D1（也称续流二极管）将其嵌位与地，则V1点电压波形会降得很负而损坏Q1。
设此刻二极管D1压降也为零，则V1点电压波形为锯齿波，如图2（b）所示，Ton时段电压为Vdc,其余时段电压为零。
该电压的直流值（或称平均值）为VdcTon/T。
LoCo滤波器接于V1和Vo电压之间，它使输出点Vo成为幅值等于VdcTon/T的无尖峰无纹波的直流电压。
采样电阻R1和R2检测输出电压Vo，并将其输入误差放大器（EA）与参考电压Vref进行比较。
被放大的误差电压Vea被输入到脉宽调整器（电压比较器）PWM。
PWM比较器的另一个输入是周期为T的锯齿波，如图2（a）所示。
PWM电压比较器产生矩形波脉冲，即图2（c）中的Vwm，它从锯齿波起点开始到锯齿波与误差放大器输出电压交点结束。
因此，PWM输出的脉冲宽度Ton与误差放大器输出电压成比例。
PWM脉冲输入到电流放大器并以负反馈方式控制开关管Q1的通断。
其逻辑关系是：
若输入电压Vdc稍升高，则EA输出电压Vea将降低使锯齿波与Vea的交点提前，Q1导通时间Ton缩短使输出电压Vo=VdcTon/T保持不变。
同理，若Vdc下降，则导通时间Ton正比的延长使Vo保持不变。
Q1导通时间的改变时采样电压总是等于参考电压，即VoR2/（R2+R1）=Vref。
当Q1导通时（假设导通压降为零），加在Lo上的电压为（Vdc-Vo）。
由于电感上的电压恒定，所以流过电感的电流线性上升，其斜率为dI/dT=（Vdc-Vo）/Lo,这使电感电流为有阶梯的斜坡，如图2（d）所示。
由于电感的电流不能突变，所以Q1关断时电感两端电压极性迅速颠倒以保持电感中电流I2不变。
若未接二极管D1，则V1点电压会变得很负以保持Lo上的电流方向不变。
但此时D1导通将电感Lo前端电压钳位于比地低一个二极管导通的压降（约1V）。
此时，先前流过Q1的电流I2现在转移流向二极管D1，如图2（e）所示。
但这是电感Lo上的电压极性反相，幅值为（Vo+1），电感中的电流线性下降，其斜率为dI/dT=（Vo+1）/Lo，波形是下降的阶梯波形。
Q1关断时间结束时，电感电流（流过D1）下降到I1。
此时Q1再一次导通，它的电流逐渐取代二极管D1的正向电流。
当Q1上的电流上升到I1时，二极管D1的电流降到零并关断，V1点的电压上升到（Vdc-1），使D1反偏。
这样，电感Lo上的电流是Q1导通时的电流和Q1关断时D1的电流之和，即图2（f）中的电流I（Lo）。
在输出电流Io的上下有斜坡纹波波动（I2-I1）。
因此推断图2（d）和（e）中波形斜坡的中点的电流值就是直流输出电流Io。
随着输出电流Io的改变，图2（d）和（e）中的斜坡中点也会变化，但斜坡的斜率不变。
Q1导通时，Lo的斜坡斜率始终为（Vdc-Vo）/Lo；Q1关断时，其斜率始终为（Vo+1）/Lo。
图1
图2
4多相位时钟同步
普通的单路PWM控制器一般最大的能做到30A的输出电流。
但是随着集成电路的发展，超大规模集成电路越来越多，对电流的要求也越来越大。
如XXXXXX项目中，主控盘上的核心交换芯片BCM56845的核电压要求在1V时需要接近70A的电流，并且对纹波要求20mV。
要满足上面的这种要求，只能考虑一种多个PWM控制器堆叠，多相位工作的方法。
图3是6相工作的一个示意图。
图3
从图中可以看到，在一个周期里，如果有6相电流，每项有20A，那么一共就有120A的电流。
这样的方法就可以实现大电流的要求。
多相位控制中的难点是如何让每一相能够均匀的出现在合适的位置，即均流。
在TI的电源解决方案中，采用了一种时钟同步的方法。
在一个多控制器的系统中，通过对每个设备间的时钟进行同步，以最小化输入纹波、电磁辐射和传导辐射。
这种方法通过指派控制器中的一个为主，其它控制器为从来实现的。
主控制器产生系统时钟，并分配给从设备。
同时主控制器的PHSEL引脚提供一个20uA的电流源。
根据已连接的从控制器的数量，从控制器们根据主控制器的CLKIO信号，选择适当的延时，以实现相位的交叠。
在一个开关周期，CLKIO信号有6或8个时钟循环。
这样从控制器通过选择CLKIO信号的上升沿或下降沿来实现与主控制器的相位延时。
最多的时候可以达到16个相位。
5电流控制型脉冲调制负反馈
大电流、大功率可以通过增加一个开关周期内的相位来解决。
要想实现高性能，即低纹波和较好的瞬态响应，就需要有一套合理的控制方案。
在图一中我们看到早期的降压型PWM开关电源使用了负反馈来实现对开关管的开关时间进行控制，采样的是输出端的电压信号。
这种方式被称为电压控制型脉宽调制。
现在，为了提高负反馈控制的水平，一般采用电流控制型脉宽调制。
这种调整方法是按照反馈电流来调节脉宽的。
在脉宽比较器的输入端直接用流过电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。
由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高。
TI的电源解决方案就是采用的这种方法。
图4和图5显示为TITPS40140PWM控制器，电感电流感应和电流控制的原理图。
图4
图5
首先，先来看一下电感电流感应。
已知电感的等效电路，在低频段，电感由L和等效电阻DCR组成。
随着频率的升高，杂散电容会显现出来。
开关电源的频率一般都不高，因此杂散电容在低频时的影响不大，可以不做考虑。
图4为输出电流采样电路的原理图。
结合图5可以看到，输出电流IOUT流过RSNS（图4中电感的DCR）派生出一个穿过它的电压VC，代表输出的电流。
电压，VC,也会被来自与输出电感并联的一个R-C（图4中的R1和C1）网络所驱动。
这个电压会按照12.5倍的增益进行放大，随后与误差放大器的输出（COMP）相减，得到电压Ve。
Ve信号会与斜率补偿信号RAMP比较以生成PWM给调制器。
由于输出的电流的增大，放大后的VC引起Ve信号的降低。
为了保证适合的占空比（PWM）,COMP信号必需增大。
因此，COMP信号的大小包含了输出电流的信息：
这是过流检测中的一部分，且被比较器U7知晓，并将ILIM的电压与COMP进行比较。
为了在PWM上，获得合适的占空比，Ve应该为：
组合公式：
图6是TITPS40140内部的原理框图，结合图7，经误差放大器后将输出电压通过负反馈引入COMP端。
这样一个完成的闭环反馈系统就实现了。
图6
图7
6实例公式推导
下面结合XXXXXX中主控盘的1V，120A电流，20mV纹波的开关电源设计实例，来说明相关技术的实践。
表1列出了开关电源所需的指标参数。
表1
参数
条件
最小典型最大
单位
Vin输入电压
4.8512
V
Vout输出电压
1
V
Vripple电压纹波
Io=120A
2%Vout
V
Iout输出电流
120
A
第一步：
开关管的选择和功耗计算
由于TITPS40140没有集成开关管，因此首先需要确定合适的开关管。
PWM控制器中开关管的选择决定了整个电源转换器的效率。
这里选用MOSFET来作开关管，MOSFET具备动作快，频率高等优点，特别适合高频PWM电源。
在实际设计中，由于开关频率较高，占空比非常的小。
因此，上MOSFET要关注开关损耗，下的MOSFET要关注传导损耗。
为了得到最优化的效率，上的MOSFET需要选择门电荷较小的管子，而下MOSFET应选择RDC（ON）较小的管子。
实际设计中选择TI公司的N沟道MOSFETCDS16406Q3用于上和下MOSFET。
为了降低传导损耗，可以考虑使用两个CDS16406Q3并联，但这样PCB的布板面积会增大。
上管的功率损耗可以通过下面的公式推算。
上管的RMS电流按式
（1）求解为：
=
=8.18A.............
（1）
当MOS管的栅极电压为4.5V时，RDS（on）为5.9mΩ。
上管的传导损耗按式
（2）求解为：
....................................
（2）
上管的开关损耗按式（3）求解为：
=
=0.188W...............................................................（3）
上管的总损耗按式（4）求解为：
PSWtot=PSWcond+PSWsw=0.395+0.188=0.583W………………………………………（4）
下管的功耗可以通过下面的式子来计算。
下管的RMS电流按式（5）求解为：
ISRrms=
=
=18.27A…………...（5）
当MOS管的栅极电压为4.5V是，其RDS（on）为5.9mΩ。
下管的总传导损耗按式（6）求解为：
PSWcond=（ISWrms）2xRDS（on）（sr）=（18.27）2x5.9x10-3=1.9W…………………………………...（6）
在管体上的总功耗按式（7）求解为：
Pdiode=2xIOUTxtdxVfxfsw=2x20x23x10-9x0.84x600K=0.46W................................................（7）
因此下MOSFET的传导损耗按式（8）求解为：
…………………………….……………………………...（8）
第二步：
输出滤波电感和输出电容的选择
常用的开关电源电路都是用LC电路来做滤波电路，实际设计也采用这种方式。
由于低纹波要求，这两个器件的选择非常重要。
电感是PWM式电源控制器的关键器件。
选择电感首先应该考虑额定电流，因为实施例中单相的电流要求为20A，考虑一定设计余量，需要选择额定电流在25A以上的电感。
同时在工作环境温度范围内的饱和电流也需要注意。
其次需要考虑电感的直流等效电阻（DCR），越小的直流等效电阻，能够使电感上的电流损耗越小，因此应在满足额定电流要求小，尽量用直流等效电阻（DCR）小的电感。
电感的值由想要得到的纹波电流决定。
可以用下面的式（9）来计算想要得到的电感：
…………………………………………………….….....（9）
通常，峰峰电感电流，IRIPPLE为额定输出电流的+/-20%。
在本实施例中，考虑一定的设计余量，假定开关频率为300～600kHz，这里选600k，VIN（max）=5.075，VOUT=1V，IRIPPLE定为Iout的15%，可求解出电感为0.446uH，实际从PULSE公司的SMD电源电感的PA151XNL系列中选择了一个0.44uH，30A额定电流的电感PA0513.441NLT，其DCR仅为0.32mΩ。
所以，电感纹波电流为3.041A。
一般输出电容应能满足输出负载瞬态响应的要求。
式（10）用来估算，当负载逐步增加的情况下，到达欠压门限所需的最小电容。
而式（11）用来估算，当负载逐步下降的情况下，到达过压门限所需的最小电容。
当VIN（min）<2
VOUT,最小输出电容可以通过式10计算。
否则，需要用式（11）来求解。
当VIN（min）<2
VOUT：
………………………………………..……………….（10）
当VIN（min）>2
VOUT：
…………………………（11）
在实际设计中，VIN远远大于2
VOUT，所以，使用式（11）来确定最小电容。
假设有一个最大20mV偏差的20A瞬态响应的负载，需要最小2933.33uF的输出电容。
这里，一个通道选取2个220uF,16V,100mΩ;2个22uF,16V,20mΩ;2个10uF,10V,20mΩ的电容，总的电容为3024uF，满足上面的要求。
另一个电容选择的标准是输出的电压纹波。
输出纹波主要是由电容及其ESR决定。
式（12）为输出电容的ESR的求解公式。
…（12）
由于实际的这个设计，采用的是多相工作模式，需用式（13）、式（14）来求解IRIPPLE。
………..（13）
……….（14）
3024uF的输出电容，在电容上的纹波电压算出为0.937uV。
在表一中，输出纹波电压需要小于20mV，因此根据公式（12），最大的ESR为0.22Ω，所选电容足以满足这个要求。
第三步：
输入电容的选择
输入电压纹波依赖于输入容抗和ESR。
最小电容和最大ESR可以按下面的式（15），（16）估算：
=50uF…………………………………………………….（15）
=2.44mΩ………………………………………………………（16）
实际设计中，假设VRIPPLE（CIN）是200mV，VRIPPLE（CinESR）为50mV，因此算出最小电容是50uF，最大ESR为2.44mΩ。
选择1个220uF25V100mΩ,2个10uF25V20mΩESR和1个0.1uF25v的瓷片电容可以满足需求的。
第四步：
外围器件的选择
由于实际设计采用的是多个控制器堆叠的模式，由于时钟和相位同步的需要，每个控制器的外围器件略有区别。
首先是主控制器：
1.开关频率的设置，这里是PWM控制器的RT脚，按式（17）求解为：
=113KΩ（17）
频率为300KHz,由于处于多相工作模式，频率会有11/3的提升，实际频率为400KHz。
2.输出电压的设置，这里是PWM控制器的FB1和FB2脚。
对于FB1:
假设R1用10kΩ，按式（18）求解RBIAS为:
=23.33KΩ…………………………………………………………（18）
实际使用一个23.45KΩ的电阻。
对于FB2:
直接将这个引脚连到BP5脚，以设置这个通道为从通道。
3.电流感应网络的设计，这里是PWM控制器的CS1和CSRT1脚；CS2和CRST2。
对于CS1和CSRT1:
设计中的PWM控制器TPS40140是采用电感DCR方式来进行输出电流的采样。
相对于使用独占一定PCB面积且对性能有不利影响的专属感应电阻方式相比，这是一种无损失的方式。
图4是电感DCR采样方式的原理图。
图4中的电感L1由感抗,L和阻抗,DCR组成。
电感的时间常量：
L/DCR与RC时间常量R1xC1相等。
设计中选择C1的值为0.1uF，使用式（19）求解R1为：
R1=
=
=13.75KΩ………………………………………………（19）
进入控制器电流感应放大器的电压,VC用式（20）计算。
..（20）
由于DC负载是增加电压VC的主因,并由（IOCxDCR）决定。
这里的IOC是单相的DC输出电流。
这个VC对于过流设置点很重要，VC的峰值电压不能超过60mV，这是最大的差分输入电压。
如果VC超过了60mV，可以通过在C1上增加一个并联的电阻R2的方式来改进。
增加的R2会以一定的比例减少等效的电感DCR。
图8为增加R2后的原理图。
图8
对于小脉冲宽度的电流感应，为了避免回路延时带来的子谐波，通常会使用一个如上所述的方式来降低反馈电流。
在设计中，电路上预留了R2，选择C1的值为0.1uF，同时让R1和R2相等，按下面的式（21）计算可求得R1和R2的值：
………………………………………………………………….（21）
如果设计中产生了子谐波，式（22）和式（23）可以使用,设计中假设没有产生子谐波：
………………………………………………………….（22）
………………………………………………..（23）
CS2和CSRT2:
由于本设计中输出电压为一个，故CS2和CSRT2:
和CS1和CSRT1的外围器件一致。
4.过流保护的设置，这里是PWM控制器的ILIM1和ILIM2脚
由于实际设计中输出电压为一个，因此只用设置ILIM1即可，ILIM2直接接地。
在实际设计中，设置一个过流保护的门限是非常必要的。
这可以大大提高整个设备的可靠性。
本实施例的单相供电电流为20A，当电流超过其25%时，即25A，设备进行保护。
为了获得想要的过流门限值，需要了解清楚一些变量。
输入和输出电压、输出电感和其等效DCR，还有开关频率。
还需要了解爬升电压这里是0.5V和VSHARE电压，VSH为0.8V。
后面会将这些变量和他们的值一一列出。
过流设置点是DC输出电流的一个值，但电流感应电路监视的是电流的峰值。
因此，电流的纹波需要并根据下面的指标来计算。
●输入电压（VIN）
●输出电压（VOUT）
●开关频率（fsw）
●输出电感（L）
纹波电流根据式（14）求解为：
检测到的峰值电流可由下式（24）获得，并应用到式（26）中
………………………………………………………….（24）
这个IPEAK电流是由电流感应电路检测到的。
需要用两个电阻来设置峰值过流保护门限，在图9中是他们在通道中的连接方法。
图9
可以通过两个参数α和β来帮助简化计算。
这两个参数在式（25）、式（25）中给出。
………………………………………………………………………（25）
0.137…....（26）
R1可以通过式（27）求解为：
……………………………………...（27）
R2可以式（28）求解为：
…………………………………………..（28）
下面是参数的详细情况：
●VRAMP为爬升幅度（典型0.5V）
●VIN是输入电压
●DCR是电感的等效DC电阻
●AC是转移到比较器的增益（13）
●IOC是单相DC过流截止点
●IPEAK是单相电感电流的峰值
●如果PHSEL电压=1.6V+/-0.2V的话，Nph为6，否则Nph为8
●VSHR是VSHARE的参考电压（典型值1.8V）
●ILIM是电流的限制值，输出电流（典型值20uA）
5.PWM控制器的VREG脚
连接一个4.7uF的电容到VREG脚上，过滤噪声。
6.PWM控制器的BP5脚
在VREG和BP5之间放一个4.7Ω和1uF的电容。
7.PWM控制器的PHSEL脚
由于实际设计输出电压为一个，共6个相位。
因此需要将主控制器和两个从控制器的PHSEL脚通过图10的方式连起来。
图10
8.PWM控制器的VSHARE脚
在VSHARE与GND之间连一个1uF的电容。
9.PWM控制器的PGOOD，这里是PGOOD1和PGOOD2脚
由于实际设计只有一个输出电压，故只用一个10KΩ的电阻，将PGOOD1脚连到BP5上。
PGOOD2悬空。
10.PWM控制器的UVLO_CE1和UVLO_CE2脚
用一个电阻除法器连到输入电压。
这两个电阻一个10KΩ，一个9.4KΩ。
当输入电压高于4.7V时，芯片使能。
11.PWM控制器的CLKIO脚
由于输出电压为一个，使用三个控制器。
故主控制器CLKIO输出一个时钟给两个从控制器，并连接一个10KΩ电阻到地。
12.PWM控制器的BOOT1和SW1脚；BOOT2和SW2脚
在BOOT1和SW1脚之间连接一个自启动电容。
自启动电容依赖于上管的总栅极电流，并在自启动电容上允许一定的压降。
可以通过式（29）来求解：
…………………………………………………………..（29）
对于本设计，这里选择一个0.1uF的电容。
13.PWM控制器的TRK1和TRK2脚
连接一个0.047uF的电容到TRK1上，以提供2.726ms的软启动时间。
可通过式（30）来求解：
……………………………………………………………（30）
TRK2脚连接BP5,以设置这个通道为从通道。
14.DIFFO,VOUT和GSNS（脚1，脚2和脚3）
VOUT和GSNS接到远端感应输出连接器。
DIFFO连到反馈电阻除法器。
假如不想使用误差放大器的话，VOUT和GSNS建议接地，同时DIFFO开路。
再来看从控制器1：
从PWM控制器1的RT脚
连接到BP5_2。
设置从控制器接收来自主模块的时钟。
从PWM控制器1的COMP1和COMP2脚
COMP1和COMP2直接连到主控制器的COMP。
从PWM控制器1的TRK1和TRK2脚
TRK1和TRK2直接接到BP5_2。
从PWM控制器1的ILIM1和ILIM2脚
ILIM1和ILIM2直接接GND。
从PWM控制器1的FB1和FB2脚
FB1和FB2连到BP5_2。
从PWM控制器1的PHSEL脚
PHSEL脚按照图5的方式连接。
从PWM控制器1的PGOOD1和PGOOD2脚
PGOOD1和PGOOD2悬空。
从PWM控制器1的CLKIO脚
CLKIO连接到主控制器的CLKIO脚。
图8是从控制器1及其外围器件的原理图。
最后是从控制器2：
当本实施例处于单电压输出模式时：
从PWM控制器2的RT脚
连接到BP5_3。
设置从控制器接收来自主模块的时钟。
从PWM控制器2的COMP1和COMP2脚
COMP1和COMP2直接连到主控制器的COMP。
从PWM控制器2的TRK1和TRK2脚
TRK1和TRK2直接接到BP5_3。
从PWM控制器2的ILIM1和ILIM2脚
ILIM1和ILIM2直接接GND。
从PWM控制器2的FB1和FB2脚
FB1和FB2连到BP5_3。
从PWM控制器2的PHSEL脚
PHSEL脚按照图5的方式连接。
从PWM控制器2的PGOOD1和PGOOD2脚
PGOOD1和PGOOD2悬空。
从PWM控制器2的CLKIO脚
CLKIO连接到主模块的CLKIO脚。
15.反馈补偿的设计，这里是COMP1脚及其外围网络
本实际设计采用的控制器使用的是峰值电流模式的控制方法。
从COMP信号到输出有一个小信号模型。
在反馈补偿的设计开始前，需要先计算一下几个参数：
输出LC滤波器的转折频率,可以通过式（31）来求解:
…………………………………………………………………（31）
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