AM幅度调制解调4712.docx

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AM幅度调制解调4712

3.1.1幅度调制的一般模型

幅度调制是用调制信号去控制高频正弦载波的幅度，使其按调制信号的规律变化的过程。

幅度调制器的一般模型如图3-1所示。

图3-1幅度调制器的一般模型

图中，为调制信号，为已调信号，为滤波器的冲激响应，则已调信号的时域和频域一般表达式分别为

（3-1）

（3-2）

式中，为调制信号的频谱，为载波角频率。

由以上表达式可见，对于幅度调制信号，在波形上，它的幅度随基带信号规律而变化；

在频谱结构上，它的频谱完全是基带信号频谱在频域内的简单搬移。

由于这种搬移是线性的，

因此幅度调制通常又称为线性调制，相应地，幅度调制系统也称为线性调制系统。

在图3-1的一般模型中，适当选择滤波器的特性，便可得到各种幅度调制信号，例如：

常规双边带调幅（AM）、抑制载波双边带调幅（DSB-SC）、单边带调制（SSB）和残留边带

调制（VSB）信号等。

3.1.2常规双边带调幅（AM）

1.AM信号的表达式、频谱及带宽

在图3-1中，若假设滤波器为全通网络（

相乘，则输出的信号就是常规双边带调幅（

＝1），调制信号叠加直流后再与载波

AM）信号。

AM调制器模型如图3-2所示。

图3-2AM调制器模型

AM信号的时域和频域表示式分别为

（3-3）

（3-4）

式中，为外加的直流分量；可以是确知信号也可以是随机信号，但通常认为其平均值为

0，即。

点此观看AM调制的Flash；

AM信号的典型波形和频谱分别如图3-3（a）、（b）所示，图中假定调制信号的上限

频率为。

显然，调制信号的带宽为。

由图3-3（a）可见，AM信号波形的包络与输入基带信号成正比，故用包络检波的方

法很容易恢复原始调制信号。

但为了保证包络检波时不发生失真，必须满足，

否则将出现过调幅现象而带来失真。

由Flash的频谱图可知，AM信号的频谱是由载频分量和上、下两个边带组成（通

常称频谱中画斜线的部分为上边带，不画斜线的部分为下边带）。

上边带的频谱与原调制信号的频谱结构相同，下边带是上边带的镜像。

显然，无论是上边带还是下边带，都含有原调制

信号的完整信息。

故AM信号是带有载波的双边带信号，它的带宽为基带信号带宽的两倍，

即

（3-5）

式中，为调制信号的带宽，为调制信号的最高频率。

2.AM信号的功率分配及调制效率

AM信号在1电阻上的平均功率应等于的均方值。

当为确知信号时，的

均方值即为其平方的时间平均，即

因为调制信号不含直流分量，即，且，所以

（3-6）

式中，为载波功率；为边带功率，它是调制信号功率的

一半。

由此可见，常规双边带调幅信号的平均功率包括载波功率和边带功率两部分。

只有边带

功率分量与调制信号有关，载波功率分量不携带信息。

我们定义调制效率

（3-7）

显然，AM信号的调制效率总是小于1。

3.AM

信号的解调

号

调制过程的逆过程叫做解调。

AM信号的解调是把接收到的已调信号

。

AM信号的解调方法有两种：

相干解调和包络检波解调。

还原为调制信

（1）相干解调

由AM信号的频谱可知，如果将已调信号的频谱搬回到原点位置，即可得到原始的调制信号频谱，从而恢复出原始信号。

解调中的频谱搬移同样可用调制时的相乘运算来实现。

相干解调的原理框图如图3-4所示。

将已调信号乘上一个与调制器同频同相的载波，得

由上式可知，只要用一个低通滤波器，就可以将第1项与第2项分离，无失真的恢复出原始的

调制信号

（3-8）

点此观看AM相干解调的Flash

相干解调的关键是必须产生一个与调制器同频同相位的载波。

如果同频同相位的条件得

不到满足，则会破坏原始信号的恢复。

（2）包络检波法

由的波形可见，AM信号波形的包络与输入基带信号成正比，故可以用包络检

波的方法恢复原始调制信号。

包络检波器一般由半波或全波整流器和低通滤波器组成，如图

3-5所示。

图3-5包络检波器一般模型

图3-4为串联型包络检波器的具体电路及其输出波形，电路由二极管D、电阻R和电容C

组成。

当RC满足条件

时，包络检波器的输出与输入信号的包络十分相近，即

（3-9）

包络检波器输出的信号中，通常含有频率为的波纹，可由LPF滤除。

图3-6串联型包络检波器电路及其输出波形

点此观看AM包络检波的Flash

包络检波法属于非相干解调法，其特点是：

解调效率高，解调器输出近似为相干解调的2

倍；解调电路简单，特别是接收端不需要与发送端同频同相位的载波信号，大大降低实现难度。

故几乎所有的调幅（AM）式接收机都采用这种电路。

综上所述，可以看出，采用常规双边带幅度调制传输信息的好处是解调电路简单，可采用包络检波法。

缺点是调制效率低，载波分量不携带信息，但却占据了大部分功率，白白浪费掉。

如果抑制载波分量的传送，则可演变出另一种调制方式，即抑制载波的双边带调幅

（DSB-SC）。

3.1.3抑制载波的双边带调幅（DSB-SC）1.DSB信号的表达式、频谱

及带宽

在幅度调制的一般模型中，若假设滤波器为全通网络（＝1），调制信号中无直

流分量，则输出的已调信号就是无载波分量的双边带调制信号，或称抑制载波双边带

（DSB-SC）调制信号，简称双边带（DSB）信号。

DSB调制器模型如图3-7所示。

可见DSB信号实质上就是基带信号与载波直接相乘，其时域和频域表示式分别为

（3-10a）

（3-10b）

点此观看DSB调制的Flash，由Flash可见，DSB信号的包络不再与成正比，故不

能进行包络检波，需采用相干解调；除不再含有载频分量离散谱外，DSB信号的频谱与AM

信号的完全相同，仍由上下对称的两个边带组成。

故DSB信号是不带载波的双边带信号，它

的带宽与AM信号相同，也为基带信号带宽的两倍，即

（3-11）

式中，为调制信号带宽，为调制信号的最高频率。

2.DSB信号的功率分配及调制效率

由于不再包含载波成分，因此，DSB信号的功率就等于边带功率，是调制信号功率的一半，即

（3-12）

式中，为边带功率，为调制信号功率。

显然，DSB信号的调制效率为100%。

3.DSB信号的解调

DSB信号只能采用相干解调，其模型与AM信号相干解调时完全相同，如图3-4所示。

此时，乘法器输出

经低通滤波器滤除高次项，得

（3-13）

即无失真地恢复出原始电信号。

点此观看DSB解调的Flash

抑制载波的双边带幅度调制的好处是，节省了载波发射功率，调制效率高；调制电路简

单，仅用一个乘法器就可实现。

缺点是占用频带宽度比较宽，为基带信号的2倍。

3.1.4单边带调制（SSB）

由于DSB信号的上、下两个边带是完全对称的，皆携带了调制信号的全部信息，因此，从信息传输的角度来考虑，仅传输其中一个边带就够了。

这就又演变出另一种新的调制方

式――单边带调制（SSB）。

1.SSB信号的产生

产生SSB信号的方法很多，其中最基本的方法有滤波法和相移法。

（1）用滤波法形成SSB信号

用滤波法实现单边带调制的原理图如图3-9所示，图中的

SSB信号最直观方法的是，将设计成具有理想高通特性

为单边带滤波器。

产生或理想低通特性

的单边带滤波器，从而只让所需的一个边带通过，而滤除另一个边带。

产生上边带信号时

即为，产生下边带信号时即为。

图3-9SSB信号的滤波法产生

显然，SSB信号的频谱可表示为

（3-14）

点此观看SSB信号产生的Flash

用滤波法形成SSB信号，原理框图简洁、直观，但存在的一个重要问题是单边带滤波器不易制作。

这是因为，理想特性的滤波器是不可能做到的，实际滤波器从通带到阻带总有一

个过渡带。

滤波器的实现难度与过渡带相对于载频的归一化值有关，过渡带的归一化值愈小，分割上、下边带就愈难实现。

而一般调制信号都具有丰富的低频成分，经过调制后得到的DSB信号的上、下边带之间的间隔很窄，要想通过一个边带而滤除另一个，要求单边带滤波器在

附近具有陡峭的截止特性――即很小的过渡带，这就使得滤波器的设计与制作很困难，有时

甚至难以实现。

为此，实际中往往采用多级调制的办法，目的在于降低每一级的过渡带归一化值，减小实现难度。

限于篇幅，本书不作详细介绍。

（2）用相移法形成SSB信号

可以证明，SSB信号的时域表示式为

（3-15）

式中，“－”对应上边带信号，“+”对应下边带信号；表示把的所有频率成分均相移

，称是的希尔伯特变换。

根据上式可得到用相移法形成SSB信号的一般模型，如图3-12所示。

图中，为希尔

伯特滤波器，它实质上是一个宽带相移网络，对中的任意频率分量均相移。

图3-12相移法形成SSB信号的模型

相移法形成SSB信号的困难在于宽带相移网络的制作，该网络要对调制信号的所有频率

分量严格相移，这一点即使近似达到也是困难的。

2.SSB信号的带宽、功率和调制效率

从SSB信号调制原理图中可以清楚地看出，SSB信号的频谱是DSB信号频谱的一个边

带，其带宽为DSB信号的一半，与基带信号带宽相同，即

（3-16）

式中，为调制信号带宽，为调制信号的最高频率。

由于仅包含一个边带，因此SSB信号的功率为DSB信号的一半，即

（3-17）

显然，因SSB信号不含有载波成分，单边带幅度调制的效率也为100%。

3.SSB信号的解调

从SSB信号调制原理图中不难看出，SSB信号的包络不再与调制信号成正比，因此

SSB信号的解调也不能采用简单的包络检波，需采用相干解调，如图3-13所示。

图3-13SSB信号的相干解调

此时，乘法器输出

经低通滤波后的解调输出为

（3-18）

因而可得到无失真的调制信号。

综上所述，单边带幅度调制的好处是，节省了载波发射功率，调制效率高；频带宽度只有双边带的一半，频带利用率提高一倍。

缺点是单边带滤波器实现难度大。

3.1.5残留边带调制（VSB）

1.残留边带信号的产生

残留边带调制是介于单边带调制与双边带调制之间的一种调制方式，它既克服了DSB信

号占用频带宽的问题，又解决了单边带滤波器不易实现的难题。

在残留边带调制中，除了传送一个边带外，还保留了另外一个边带的一部分。

对于具有

低频及直流分量的调制信号，用滤波法实现单边带调制时所需要的过渡带无限陡的理想滤波器，在残留边带调制中已不再需要，这就避免了实现上的困难。

用滤波法实现残留边带调制的原理图如图3-14所示。

图3-14VSB信号的滤波法产生

图中的为残留边带滤波器，其特性应按残留边带调制的要求来进行设计。

会证明，为了保证相干解调时无失真地得到调制信号，残留边带滤波器的传输函数须满足

稍后将

必

（3-19）

它的几何含义是，残留边带滤波器的传输函数在载频附近必须具有互补对称

性。

图3-15示出的是满足该条件的典型实例：

残留部分上边带时滤波器的传递函数如图3-15

（a）所示，残留部分下边带时滤波器的传递函数如图3-15（b）所示。

图3-15所示的滤波器，可以看作是对截止频率为的理想滤波器的进行习惯上，称这种“平滑”为“滚降”。

显然，由于“滚降”，滤波器截止频率特性的现难度降低，但滤波器的带宽变宽。

“平滑”的结果，“陡度”变缓，实

由滤波法可知，VSB信号的频谱为

（3-20）

点此观看VSB信号的Flash

2.残留边带信号的解调

残留边带信号显然也不能简单地采用包络检波，而必须采用图3-16所示的相干解调。

图3-16VSB信号的相干解调

由图3-16，得乘法器输出

相应的频域表达式为

将式（3-20）代入上式，得

经LPF滤除上式第二项，得解调器输出

由上式可知，为了保证相干解调的输出无失真地重现调制信号，必须要求在内

，而这正是残留边带滤波器传输函数要求满足的互补

对称条件（式3-19）。

若设k=1，则

（3-21）

由于VSB基本性能接近SSB，而VSB调制中的边带滤波器比

实现，所以VSB调制在广播电视、通信等系统中得到广泛应用。

SSB中的边带滤波器容易

点此观看VSB解调的Flash

由上式可知，为了保证相干解调的输出无失真地重现调制信号，必须要求在内

，而这正是残留边带滤波器传输函数要求满足的互补

对称条件。

由于VSB基本性能接近SSB，而VSB调制中的边带滤波器比

实现，所以VSB调制在广播电视、通信等系统中得到广泛应用。

SSB中的边带滤波器容易