因此，采用线性化的方法，将二极管的特性曲线用几段折线来近似，便可以直观说明二极管的开关特性。
图11-2所示为二极管伏安特性曲线分段线性化的曲线，它将二极管的工作状态分成三个区。
Ⅰ区：
导通区是一条斜率为1/rD交于横轴Uon的直线。
rD为二极管正向导通时的内阻，其值约为数十欧至数百欧，在此区二极管端电压与电流的关系为：
Ⅱ区：
截止区近似是一条斜率为1/rR，与纵轴相交于–IS的直线，rR为二极管截止时的反向电阻，通常为数百千欧。
此区二极管电压与电流的关系可写为：
Ⅲ区：
击穿区近似为一条斜率是1/rZ向上延伸并交于横轴–UR的直线。
rZ为二极管反向击穿时的内阻，通常为几欧姆，其电压与电流的关系为：
实际使用时，外加电压通常比门限电压Uon大的多，外接负载电阻RL通常也是在数百欧至数千欧，远远大于二极管的正向导通内阻rD，所以，当二极管工作在导通区时，在近似计算中，Uon和rD可忽略不计，即将二极管的正向导通视为短路。
在反向运用时，二极管处于截止状态，硅二极管的反向饱和电流IS极小，而外接负载电阻RL又远远小于二极管截止时的内阻rR，因而可将IS和rR都忽略，把二极管看成完全断开。
综上所述，理想二极管的伏安特性曲线如图11-3所示。
二、二极管的瞬态开关特性
以上对二极管的分析，只适合电信号工作频率比较低的情况下的电路。
这是因为我们分析电路的前提是认为二极管的导通与截止是瞬时完成的，然而当电路中的信号频率比较高（>106Hz）时，从实验和理论分析均可得出，二极管从导通转为截止的时间不能忽略，二极管的开关特性将受到影响（从截止转为导通的时间比从导通转为截止的时间小的多，可以忽略）。
二极管的瞬态开关特性是指二极管在正向导通与反向截止这两种状态之间转换时，所具有的过渡特性，也称为二极管的动态特性。
为了能有一个较为明确的形象概念，给出图11-4所示的一个简单二极管开关电路。
设输入信号如图11-5（a）所示方波信号，在ui的作用下，二极管的开关特性描述如下。
（1）当t≤t1时，ui=UF，二极管正向导通，此时
式中，
满足条件UF>>Uon，R>>rD时，
iD（t）、uD（t）的波形如图11-5（b）、（c）所示。
（2）当t=t1瞬间，输入电压ui（t）突然由UF跃降到–UR，在满足条件rR>>R的条件下，如果二极管是一个理想开关，则通过它的电流应从UF/R突然下降到–IS，二极管上的压降则应近似等于所加的反向电压–UR，其iD（t）、uD（t）的理想波形如图11-5（b）、（c）所示。
然而，实际的波形并非如此。
二极管不能随ui的下跳立即反偏截止，这时仍有电流流过，此电流是从正向的UF/R突然变成很大反向电流，其值近似等于–UR/R，这说明二极管仍然是正向导通的。
维持一段时间ts后，反向电流才开始下降，再经过一段时间tf，反向电流逐渐衰减到
，同时二极管的压降uD（t）才下降至反向电压–UR，此时二极管才算进入到稳态的截止状态。
iD（t）、uD（t）的实际波形如图11-6（b）、（c）所示。
输入电压ui（t）由UF下跳至–UR开始，到反向电流恢复稳定截止值–IS为止，二极管经历了从导通到截止的过渡过程，这段过程称为二极管的反向恢复时间（reverserecoverytime）trr，如图11-6（c）所示。
通常，ts为存储时间，tf为下降时间，trr=ts+tf。
（3）当t=t2时，输入电压ui（t）由–UR返回到UF，二极管将由反向截止过渡到正向导通。
这段过渡过程所需要的时间很短，对开关速度的影响可以忽略不计。
由以上分析可知，当输入信号ui（t）为频率很高的矩形脉冲，而其负半波的宽度与二极管的反向恢复时间trr可以比较时，二极管就不再具有单向导电的特性，不能作为一个电子开关来应用。
三、产生反向恢复过程的原因。
产生反向恢复时间trr的原因应从半导体的导电特性加以解释。
当二极管加正向偏置电压时，外加电场与自建电场方向相反，使PN结的耗尽层变窄，如图11-7所示。
实际上，由P区扩散到N区的空穴，不会全部与电子复合而立即消失，而在一定路程内，边扩散，边复合逐渐减少。
这样，就在N区内产生一定数量的空穴积累，靠近耗尽层边缘的浓度最大，随着距离的增加空穴浓度按指数规律衰减，形成一梯度分布。
同理，N区的电子扩散到P区后，也将在P区出现一定的电子积累，如图11-7所示，这些扩散到对方区域并积累的少数载流子称为多余少子，把PN结两侧出现的少数载流子积累现象称为存储效应。
正向导通时，非平衡少数载流子的积累现象叫做电荷存储效应。
当输入电压ui突然由UF变为–UR时，由于正向导通时二极管存储的电荷不可能立即消失，这些存储电荷的存在，使PN结仍然维持正向偏置；但在外加反向电压UR的作用下，P区的电子被拉回N区，N区的空穴被拉回P区，使得这些存储电荷形成漂移电流，
，使存储电荷不断减少，从ui负跳变开始至反向电流ID降到0.9IR所需的时间称为存储时间ts。
这段时间内，PN结处于正向偏置，反向电流IR近似不变。
经过ts时间后，P区和N区存储电荷已显著减少，反向电流一方面使存储电荷继续消失，同时使耗尽层逐渐加宽，PN结由正向偏置转为反向偏置，二极管逐渐转为截止状态。
反向电流由IR逐渐减小至反向饱和电流值。
这段时间称为下降时间tf。
通常以从0.9IR下降到0.1IR所需的时间来确定tf。
trr=ts+tf称为反向恢复时间。
通常以UR负跳变开始到反向电流下降到0.1IR所需的时间来确定trr。
反向恢复时间是影响二极管开关特性的主要原因，是二极管开关特性的重要参数。
反向恢复时间的长短，既取决于二极管本身的结构，也与外部电路有关。
管子的PN结面积越大，管内存储的电荷越多，反向恢复时间tss就越长。
一般开关管结面积小，可以使存储电荷很快消失，所以反向恢复时间短。
此外，由外部电路提供的正向电流越大，存储电荷越多，则反向恢复时间越长，反向电流越大，存储电荷消散的越快，则反向恢复时间就越小。
厂家产品手册上给出的反向恢复时间是在一定的工作条件下测得的，一般开关管的反向恢复时间在纳秒（ns）数量级。
11.1.2晶体三极管的开关特性
由于晶体三极管有截止、饱和和导通三种工作状态，在一般模拟电子线路中，晶体三极管常常当作线性放大元件或非线性元件来使用，在数字电路中，在大幅度脉冲信号作用下，晶体三极管也可以作为电子开关，而且晶体三极管易于构成功能更强的开关电路，因此它的应用比开关二极管更广泛。
一、晶体三极管稳态开关特性
图11-8（a）所示为一基本单管共射电路。
输入电压ui通过电阻Rb作用于晶体三极管的发射结，输出电压uo由晶体管的集电极取出。
其输入回路和输出回路的关系式如下：
基本单管共射电路的传输特性如图11-8（b）所示。
所谓传输特性是指电路的输出电压uo与输入电压ui的函数关系。
可以将输出特性曲线大体分为三个区域：
截止区、放大区和饱和区。
当输入电压ui小于门限电压Uon时，三极管工作在截止区，此时三极管的发射结和集电结均处于反向偏置，则
ib≈0，ic≈0，uo≈Ucc
三极管T相当于开关断开。
当输入电压ui大于门限电压Uon而又小于某一数值（如在图11-8（b）中约为1V时），三极管工作在放大区。
三极管发射结正向偏置，集电结反向偏置，此时ib、ic随ui的增加而增加，uo随ui的增加而下降，当输入电压有较小的△ui的变化时，则输出电压△uo有较大的变化，即
△uo/△ui>>1
当输入电压ui大于某一数值时，三极管工作在饱和区。
三极管发射结和集电结均处于正向偏置，此时基极电流ib足够大，满足
此时
三极管c、e之间相当于开关闭合。
二、三极管的瞬态开关特性
三极管的瞬态开关过程与二极管瞬态开关过程相类似，在截止和饱和状态之间转换所具有的过渡特性。
若三极管是一个理想的、无惰性的开关，那么输出电压uo应重现输入ui的波形，只是波形幅度增大和倒相而已。
但实际上，三极管是有惰性的开关，当信号频率高到其周期值能与三极管的开关时间相比拟时，截止状态和饱和状态之间的转换不能在瞬间完成，这就使得三极管作为电子开关的开关性能遭到破坏。
若图11-9（a）是输入电压ui的波形，则ic和uc的波形如图11-9（b）、（c）所示。
延迟时间td—指输入信号ui正跃变开始到集电极电流上升到0.1Ics所需的时间。
上升时间（risetime）tr—指集电极电流ic从0.1Ics上升到0.9Ics所需时间。
存储时间（storetime）ts—指从输入信号ui负跳变瞬间开始，到集电极电流下降至0.9Ics所需时间。
下降时间（falltime）tf—指三极管的集电极电路从0.9Ics开始下降到0.1Ics所需的时间。
通常，把延迟时间td与上升时间tr之和称为三极管的开启时间ton。
即ton=td+tr，它反映了三极管从截止到饱和所需的时间。
存储时间ts与下降时间tf之和称为三极管的关闭时间，即toff=ts+tf，它反映了三极管从饱和到截止所需的时间。
①延迟时间（delaytime）td产生
当输入电压ui由–U跳变到U，随即出现基极电流Ib，但三极管不能立即导通，因为要使发射结由反偏转为正偏、阻挡层由宽变窄、使发射结电压由–U上升到门限电压Uon，这时发射区向基区发射电子，注入基区的电子在基区内形成电子浓度梯度分布。
扩散到集电结边缘的电子被集电区吸收，形成集电极电流ic。
由此可知，ic的出现比ui上跳时刻要延迟一个时间td。
这就是td产生的原因。
②上升时间tr的产生
发射结开始导通后，发射极不断向基区注入电子，但集电极电流不能立刻上升到最大值。
这是因为集电极电流的形成，要求电子在基区中有一逐步积累的过程，需要一定的时间，不会随ib跃变而跃变。
上升时间tr与管子的结构有关，基区的宽度越小，tr越小。
外电路方面，基区正向驱动电流ib越大，则基区电子浓度分布建立越快，tr越短。
为了提高三极管的开关速度，减小上升时间tr，首先应选用基区宽度较小的高频管和开关管；其次，在电路设计上，加大正向基极电流。
当上升时间结束后，三极管进入饱和状态。
集电结转向正向偏置，收集电子的能力减弱，造成超量的电子电荷在基区存储。
③存储时间ts的产生
当输入信号ui由U下跳到–U时，基极电流ib为–U/Rb，这使基区存储的电子在反向电流作用下逐渐消散。
随着多余电荷的消失，三极管由饱和退到临界饱和所需要的时间就是存储时间ts。
存储时间ts不仅与管子的内部结构有关，同时也与外部电路有关。
为了提高三极管的开关速度，减小存储时间，第一，可选用基区很薄的高频管或开关管，第二，减小正向驱动电流ib=U/Rb，可降低三极管的饱和深度，从而使积累的超量电荷减少，此外，可增大反向偏置电压，以增加反向驱动电流–U/Rb，使超量电荷消散速度加快，便可减小存储时间ts。
④下降时间tf的产生
当基区超量电荷消散完后，三极管脱离饱和，集电结开始由正向偏置转向反向偏置，在反向驱动电流–U/Rb继续驱动下，基区存储电荷开始消散，电子浓度梯度下降。
从而使集电极电流ic随之减小，并最后降至0。
因此，下降时间tf就是三极管从饱和经过放大区转到截止区的时间。
为了减小下降时间，除可选用高频管和开关外，可加大–U和减小Rb加速基区电荷的消散过程。
三、提高三极管开关速度的途径
根据以上分析可知，三极管开关存在惰性的实质是基区电荷积累和消散的过程。
为了提高电路的工作速度，在设计电路时，必须使开关时间ton和toff尽可能减小，当晶体管选择好以后，从电路条件来看，基极正向电流和基极反向电流会影响开关时间的长短，但各段开关时间的影响是相互制约的。
加大正向基极电流可使延迟时间td和上升时间tr减小，却加深了三极管的饱和，从而使存储时间ts增加，如果加大反向基极电流，虽然可以使存储时间ts和下降时间tf缩短，这又会导致三极管的截止程度加深，使延迟时间td加长，所以设计时应全面考虑。
在实际电路中，常采用的方法是在基极电阻Rb上并联一个电容cj来改善三极管的开关特性，由于该电容能加速三极管的通断过程，故称为加速电容，电路如图11-10所示。
当输入电压ui由–U上跳到U瞬间，Cj两端的电压不能突变，Cj相当于短路，此时，正向基极电流很大，使三极管很快进入饱和状态，开启时间ton大大减小。
随着Cj的充电，基极电流按指数规律衰减。
当充电完毕，电路进入稳态后，电容Cj相当于开路，稳态时的基极电流仍是由U、Rb决定的，所以可以适当选择U和Rb使基极电流略大于临界饱和时所需的基极电流，这样可以保证三极管不至于饱和过深，ts就不会太长。
当输入电压ui由U下跳到–U时，同理Cj两端电压不能突变，Cj相当于短路，三极管的发射结上加上较大的反向偏置，从而产生较大的基极反向驱动电流，加快了基区多余存储电荷的消失，这就使三极管的关断时间大大缩短。
对于加速电容Cj数值的选择一定要适当。
当Cj太大，充电时间太长，可能在输入方波ui结束时，基极电流还没有达到稳态值而失去瞬间增强基极电流的效果；若Cj太小，则充电时间太短，将使大驱动电流存在的时间太短，使加速作用不足。
一般根据经验选取，Cj应比电路的输入电容大得多。
对一般低频管fa<3MHz，Cj取200pF~500pF；对于开关管fa>3MHz，Cj取20pF~200pF。
11.1.3由二极管与三极管组成的基本逻辑门电路
基本逻辑运算有：
“与”、“或”、“非”运算。
相应的基本逻辑门有“与”、“或”、“非”门。
在实际应用中，还经常将这些基本逻辑门组合为复合门电路，通常也把这些常用的复合门电路也称为基本逻辑单元，如“与非”门电路、“或非”门电路等。
本节介绍简单的二极管门电路和三极管反相器（inverter），作为逻辑门电路的基础。
一、二极管“与”门和“或”门电路
1．“与”门电路
图11-11（a）所示为二极管“与”门电路，A、B、C是它的三个输入端，F是输出端，图11-11（b）是它的逻辑符号
对于A、B、C中的每一个输入端而言，都只能有两种状态：
高电位或低电位（或称为电平），输入端究竟是高电位还是低电位，对于图11-11所示电路，约定：
+5V左右为高电平，用“1”表示，0V左右为低电平，用“0”表示。
当输入端A、B、C全为高电平“1”，即三个输入端都在+5V左右时，三个二极管均截止，输出端F电位与Ucc相同。
因此，输出端F也是“1”。
当输入端不全为“1”，而有一个或一个以上为“0”时，如输入端A是低电平0V，则二极管DA因正向偏置而导通，输出端F的电平近似等于输入端A的电平，即F为“0”。
这时二极管DB、DC因承受反向电压而截止。
当输入端A、B、C都是低电平时，即三个输入端都在0V左右，DA、DB、DC均导通，所以输出端F为低电平，即F为“0”。
若把输入端A、B、C看作逻辑变量，F看作逻辑函数，根据以上分析可知：
只有当A、B、C都为“1”时，F才为“1”，否则，F为“0”，这正是“与”逻辑运算，也是把此电路称为“与”门的由来。
“与”门的输出F与输入A、B、C的关系可用如下逻辑式来表达：
F=A·B·C
2．“或”门电路
图11-12（a）所示为二极管组成的“或”门电路，图11-12（b）是它的逻辑符号。
图中A、B、C是输入端，F是输出端。
“或”门的逻辑功能为：
输入只要有一个为“1”，其输出就为“1”。
例如，A端为高电平“1”，而B、C端为低电平“0”时，则二极管DA因承受较高的正向电压而导通，F端的电位为UA，此时DB、DC承受反向电压而截止。
所以输出端F为高电平“1”。
可以分析，只有在输入端A、B、C全为“0”时，输出端F才为“0”，其余情况输出F全为“1”，这正是“或”逻辑运算，故称此电路为“或”门电路，其逻辑表达式为：
F=A+B+C
二、三极管“非”门电路
由三极管反相器可以组成最简单的“非”门电路。
其电路组成和逻辑符号如图11-13所示。
图中A为输入端，F为输出端。
当输入端A为“0”时，若能满足基极电位UB<0的条件，则三极管可靠截止，输出端F的电位接近于Ucc，在这种情况下，F输出高电平“1”。
当输入端A为高电平“1”时，如电路参数满足
条件，则三极管饱和导通，即
Uce=Uces≈0.3V
所以在输出端UF=0.3V，F输出为低电平。
综上所述，当A为“0”时，F为“1”；当A为“1”时，F则为“0”。
换句话说，输出F总与输入端A状态相反，这正是逻辑“非”运算。
由于三极管反相器能完成“非”逻辑运算，所以称为“非”门电路，其逻辑表达式为：
三、复合门电路
上面介绍了二极管“与”门和“或”门电路，其优点是电路简单、经济。
但在许多门电路互相连接时，由于二极管有正向压降，通过一级门电路以后，输出电平对输入电平约有0.7V（硅管）的偏移。
这样经过一连串的门电路之后，高低电平就会严重偏离原来的数值，以至造成错误的结果。
此外，二极管门带负载能力也较差。
为了解决这些问题，采用二极管与三极管门组合，组成“与非”门、“或非”门。
“与非”门和“或非”门在带负载能力、工作速度和可靠性方面都大为提高，因此成为逻辑电路中最常用的基本单元。
图11-14（a）是一个简单的集成“与非”门电路，它是由二极管“与”门和三极管“非”门串联而成，组成二极管—三极管逻辑门，简称DTL（Diode-TransistorLogic）电路。
图11-14（b）是“与非”门的逻辑符号。
在图11-14（a）中，二极管D4、D5与电阻R2组成分压器对P点的电位进行变换。
当输入端A、B、C都是高电平时（如+5V），二极管D1~D3均截止，而D4、D5和T导通，UP约为
，D4、D5呈现的电阻比较小，使流入三极管的基极电流Ib足够大，从而使三极管饱和导通，UF≈0.3V，即输出为低电平；在输入端A、B、C当中，只要有一个为低电平0.3V时，UP将为0.3+0.7=1V，此时，D4、D5和三极管均截止，UF≈+Ucc，即输出为高电平。
由上所述可知，当输入全为高电平时，输出为低电平，只要有一个输入为低电平，输出就为高电平，可见此逻辑电路具有“与非”的逻辑关系。
即：
同理，可用二极管“或”门和三极管“非”门组成组成“或非”门电路。
若将二极管的“与”门电路的输出同由二极管与三极管组成的“或非”门电路的输入相连，便可构成“与或非”门电路。
这些都是逻辑电路中常用的基本逻辑单元。
11.2TTL“与非”门电路
TTL（Transistor-TransistorLogic）集成电路，即晶体管—晶体管逻辑集成电路。
由于TTL集成电路具有结构简单、稳定可靠、工作速度范围很宽等优点，它的生产历史最长，品种繁多，所以TTL集成电路是被广泛应用的数字集成电路之一。
本节通过对TTL“与非”门典型电路的介绍，熟悉TTL“与非”门有关参数等。
11.2.1典型TTL“与非”门电路
一、电路结构
图11-15所示为一典型TTL“与非”门电路，按图中虚线分为三部分。
输入级：
由多发射极三极管T1和电阻R1组成，完成“与非”门的逻辑功能。
倒相放大级：
由T2管和电阻R2、R3组成，它的作用是为后级提供较大的驱动电流，以增强输出级的负载能力，同时T2管的发射极和集电极分别向输出级提供提供同相和反相的信号，以控制输出级工作。
输出级：
由三极管T3、T4、T5和电阻R4、R5组成，T3管和T4管为两级射极跟随器，T5是倒相器，倒相器和射极跟随器串接，组成推拉式的输出级，以提高TTL电路的开关速度和负载能力。
二、TTL“与非”门的工作原理
下面以图11-15所示电路来分析“与非”门的逻辑关系，并估算电路中有关点电位。
当输入端中有一个或几个接低电平时，设输入端A接低电平0.3V，其余各输入端均接高电平3.6V。
由于T1管的b1eA结率先导通，把基极电位钳定在1V左右。
UB1=UA+UbeA=0.3+0.7=1V
使T1管的其它发射结处于反偏截止状态。
由于UB1=1V，不足以使T2、T5管导通，故T2、T5处于截止状态，此时Ucc通过R1为T1提供的基极电流为：
而T1的集电极是通过T2的集电结和R2连接在Ucc上，故Ic1仅仅是T2管的反向饱和电流ICBO，可见：
β1IB1>>Ic1
因而，T1管处于深度饱和状态。
Uce1=Uces1=0.1V
这时，T1的基极电流IB1几乎全部流至接低电平的输入端A（
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