经典雷达资料第17章脉冲多普勒PD雷达.docx

经典雷达资料第17章脉冲多普勒PD雷达.docx

《经典雷达资料第17章脉冲多普勒PD雷达.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《经典雷达资料第17章脉冲多普勒PD雷达.docx（48页珍藏版）》请在冰点文库上搜索。

经典雷达资料第17章脉冲多普勒PD雷达

第17章脉冲多普勒〔PD〕雷达

17.1特性和应用

术语

在本章中，脉冲多普勒〔PD〕一词适用于以下雷达：

〔1〕雷达采用相参发射和接收，即发射脉冲和接收机本振信号都与一个高稳定的自激振荡器信号同步；

〔2〕雷达的PRF足够高，距离是模糊的；

〔3〕雷达采用相参处理来抑制主瓣杂波，以提高目标的检测能力和辅助进行目标识别或分类。

应用

[1]~[10]和要求。

虽然PD的根本原理也可应用于地面雷达，但本章主要讨论PD在机载雷达中的应用。

表17.1PD的典型应用和要求

雷达应用

要求

机载或空间监视

探测距离远；距离数据精确

机载截击或火控

中等探测距离；距离和速度数据精确

地面监视

中等探测距离；距离数据精确

战场监视〔低速目标检测〕

中等探测距离；距离和速度数据精确

导弹寻的头

可以不要真实的距离信息

地面武器控制

探测距离近；距离和速度数据精确

气象

距离和速度数据分辨力高

导弹告警

探测距离近；非常低的虚警率

脉冲重复频率

PD雷达通常可分为两大类，即中PRF和高PRF的PD雷达[11]。

在中PRF的PD雷达[12]~[14]中，我们所关心的目标距离、杂波距离和速度通常都是模糊的。

但在高PRF的PD雷达中[15]，只有距离是模糊的，而速度是不模糊的〔或如后面所讨论的最多只有一阶速度模糊〕。

在通常被称为动目标显示器〔MTI〕[16]的低PRF雷达中，人们所关心的距离是不模糊的，但速度通常是模糊的。

尽管MTI雷达和PD雷达的工作原理是相同的，但通常并不把它也列入PD雷达。

表17.2给出了MTI和PD雷达的比较。

表17.2MTI雷达和PD雷达的比较

优点

缺点

MTI雷达

低PRF

1．根据距离可区分目标和杂波；

2．无距离模糊；

3．前端STC抑制了副瓣检测和降低对动态范围的要求。

1．由于多重盲速，多普勒能见度低；

2．对慢目标抑制能力低；

3．不能测量目标的径向速度。

PD雷达

中PRF

1．在目标的各个视角都有良好的性能；

2．有良好的慢速目标抑制能力；

3．可以测量目标的径向速度；

4．距离遮挡比高PRF时小。

1．有距离幻影；

2．副瓣杂波限制了雷达性能；

3．由于有距离重叠，导致稳定性要求高。

PD雷达

高PRF

1．在目标的某些视角上可以无副瓣杂波干扰；

2．惟一的多普勒盲区在零速；

3．有良好的慢速目标抑制能力；

4．可以测量目标的径向速度；

5．仅检测速度可提高探测距离。

1．副瓣杂波限制了雷达性能；

2．有距离遮挡；

3．有距离幻影；

4．由于有距离重叠，因此导致稳定性要求高。

脉冲多普勒频谱

PD雷达的发射频谱由位于载频f0和边带频率f0±ifR上的假设干离散谱线组成。

其中，fR为PRF；i为整数。

频谱的包络由脉冲的形状决定。

对常用的矩形脉冲而言，其频谱的包络是（sinx）/x。

固定目标的接收频谱谱线有正比于雷达平台和目标之间视线或径向速度的多普勒频移。

电磁波往返的多普勒频移为fd=（2VR/λ）cosψ0。

式中，λ为雷达波长；VR为雷达平台的速度；ψ0为速度矢量和目标视线之间的夹角。

图17.1给出的是来自连续杂波〔诸如地物回波或云雨杂波〕和离散目标〔诸如飞机、汽车、坦克等〕回波的频谱。

水平运动平台的杂波和目标频谱

VR水平移动时的无折叠频谱，即没有邻近脉冲重复频率谱线的频谱折叠。

无杂波区是指那些不存在地物杂波的频谱区〔中PRF通常不存在无杂波区〕。

宽度为4VR/λ的副瓣杂波区包含由天线副瓣进入的地杂波功率，在某些区域其杂波功率可能低于噪声功率。

位于f0+（2VR/λ）cosψ0的主波束区，包含天线主波束与由速度矢量测得的扫描角ψ0扫过地面所产生的强回波。

当主波束照射到雨或箔条云时，也会产生强的雨或箔条杂波。

此外，由于风的影响，其频谱在频域上会发生位移或展宽。

图17.2无折叠频谱图〔无杂波跟踪〕

假设雷达平台的垂直运动速度为零，那么由雷达平台正下方几乎垂直处的地面所产生的高度线杂波落在零多普勒频移上。

由主波束返回的离散目标回波的频谱位于fT=f0+（2VR/λ）cosψ0+（2VT/λ）cosψT。

式中，VT为目标速度；ψT为雷达目标视线和目标速度矢量之间的夹角。

图17.2的频谱成分随距离的变化而变化，以后还将讨论。

图17.3示出各种不同的杂波多普勒频率区。

它们是天线方位和雷达与目标之间相对速度的函数，再次说明是对无折叠频谱而言。

纵坐标是目标速度的径向或视线分量，以雷达平台的速度为单位，因而主波束杂波区位于零速度处，而副瓣杂波区频率边界随天线方位成正弦变化。

这就给出了目标能避开副瓣杂波的多普勒区域。

例如，假设天线方位角为0︒，那么任一迎头目标〔VTcosψT>0〕都能避开副瓣杂波；反之，假设雷达尾追目标〔ψT=180︒和ψ0=0︒〕，那么目标的径向速度必须大于雷达速度的2倍方能避开副瓣杂波。

[14]。

这里假设截击几何图为雷达和目标沿直线飞向一截获点。

当雷达速度VR和目标速度VT给定时，雷达观测角ψ0和目标的视角ψT是常数。

图的中心为目标，并且指向位于圆周上雷达的角度为视角。

视角和观测角满足关系式VRsinψ0=VTsinψT，是按截击航向定义的。

迎头飞行时，目标的视角为0︒，尾追时那么为180︒。

对应于副瓣杂波区和无副瓣杂波区之间的边界视角是雷达-目标相对速度比的函数。

如图17.4给出了4种情况。

情况1是雷达和目标的速度相等，并且在目标速度矢量两侧、视角从迎头～60︒都是能观测目标的无副瓣杂波区。

同样，情况2～情况4的条件是目标速度为雷达速度的0.8倍、0.6倍和0.4倍。

在这三种情况中，能观测目标的无副瓣杂波区将超过相对目标速度矢量的视角，可达±︒。

再次说明，上述的情况都假设是在截击航路上。

很明显，目标无副瓣杂波区的视角总是位于波束视角的前方。

图17.3杂波区和无杂波区与目标速度和方位的关系

注意：

高度线杂波区和主波束杂波区的宽度随条件而变，根据雷达平台速度矢量至天线口径视向或至目标视线的角度测得方位角，水平运行情况

图17.4无副瓣杂波区与目标视角的关系图

模糊和PRF的选择

PD雷达的距离或多普勒频率通常是模糊的或者二者都是模糊的。

不模糊距离Ru为c/2fR。

其中，c为光速；fR为PRF。

如果被观测的最大目标速度是±VTmax，那么假设想在速度上〔大小和多普勒符号，即正的和负的〕不模糊，那么最小的脉冲重复频率值fRmin为

〔17.1〕

然而，某些PD雷达采用仅速度大小上无模糊的PRF，即fRmin=2VTmax/λ，并依靠在照射目标期间用多重PRF检测来解决多普勒符号上的模糊问题。

如果过去的高PRF〔没有速度模糊〕雷达的定义扩展为可允许一个多普勒符号的速度模糊，那么这些雷达可归属为高PRF类雷达。

这种较低PRF不仅可保存高PRF在零多普勒频率附近只有一个盲速区的优点，而且还使目标距离测量变得容易。

-多普勒坐标上画出了杂波加噪声与噪声之比。

其中，高度取6000ft，PRF取12kHz。

图中画出了主波束杂波、高度线杂波和副瓣杂波。

距离坐标表示不模糊距离间隔Ru，频率坐标表示PRF间隔。

由图可知，存在一个副瓣杂波低于热噪声且具有较好目标检测能力的距离-多普勒区。

主波束杂波可用滤波器滤除。

图17.5在距离-多普勒空间上的杂波加噪声与噪声之比

因为中PRF在距离和多普勒频率上杂波是折叠的，因此需要采用多重PRF来取得令人满意的检测概率，以解决距离模糊和多普勒模糊。

多重PRF通过移动无杂波区的相对位置以到达对目标的全方位覆盖。

由于副瓣杂波通常覆盖人们感兴趣的多普勒频率区，因此低于噪声的副瓣杂波区和整个距离-多普勒空间之比是雷达高度、雷达速度和天线副瓣电平的函数。

假设采用高PRF波形，那么由于在不模糊距离间隔内〔假定目标多普勒仍然与副瓣杂波抗争〕副瓣杂曲折叠，因此距离清晰区也就没有了。

然而，在如图17.3和17.4所示的无副瓣杂波的多普勒区中，目标的检测能力仅受限于热噪声，而与雷达高度、速度和副瓣电平无关。

对那些最恶劣的主波束杂波情况而言，要求系统稳定边带远低于噪声。

总之，尽管中PRF可提供全方位的目标覆盖，但是目标在全方位上都要与副瓣杂波抗争，而用高PRF，目标在波束前方无副瓣杂波。

根本组成

图17.6是PD雷达的典型组成，采用在中央计算机控制下的数字信号处理结构，包括发射机抑制电路、主波束和独立的副瓣抑制电路与模糊解算器。

雷达计算机在接收机载系统的输入〔如惯导单元和操纵员控制指令〕后，如同一位熟练的控制员那样完成对雷达的控制。

它本身还包含跟踪回路、自动增益控制〔AGC〕滤波回路、天线扫描方式产生器与杂波定位和目标处理功能〔如求质心〕。

此外，当雷达采用边扫描边跟踪方式时，计算机可完成多目标跟踪功能，而且还可完成雷达的自检和例行校准。

为简单起见，图中仅给出搜索处理组成。

收发开关

在PD雷达中，收发开关通常都是诸如环行器之类的无源器件，可在发射和接收之间将天线有效地切换。

由于铁氧体环行器隔离度的典型值为20～25dB，因此尚有相当大的能量耦合到接收机。

接收机保护器〔R/P〕

接收机保护器是一个快速响应的大功率开关，可防止由收发开关泄漏过来的大功率发射机输出信号损坏高灵敏度的接收机前端。

为了使发射脉冲之后的距离门中的灵敏度降低减至最小，接收机保护器必须具有快速恢复的能力。

射频衰减器

射频〔RF〕衰减器不仅可抑制由R/P进入接收机的发射机泄漏〔这就不会使接收机发生饱和，否那么将延长发射机关机后的恢复时间〕，而且能控制进入接收机的输入信号电平。

所接收到的信号电平始终保持在低于饱和电平。

比较典型的方法是，在搜索时采用杂波AGC，而在单目标跟踪时采用目标AGC，以防止假信号的产生而使性能降低。

杂波定位

通常，作为稳定本振一局部的压控振荡器〔VCO〕与主波束杂波差频后得到零频或直流。

当杂波为直流时，就降低了对同相〔I〕和正交〔Q〕通道的幅度平衡和相位平衡的要求。

这是因为由不平衡所导致的镜像将落于直流的附近，可以很容易地将它和主波束杂波一起滤除。

发射脉冲抑制器

接收机中频段提供的发射脉冲抑制器可进一步衰减发射机泄漏，是一种波门选通器件。

信号处理

通过正交混频，接收机的模拟输出信号下变频为基带〔dc〕信号。

同相信号和正交信号经匹配滤波器滤波，由A/D变换为数字信号。

A/D之后一般是延迟线杂波对消器和多普勒滤波器组，为的是用来抑制主波束杂波和进行相参积累。

图17.6PD雷达的典型组成〔注：

*为选用〕项

滤波器组通常采用FFT来实现或当滤波器数较少时用离散傅里叶变换〔DFT〕来完成。

适宜的加权可用来降低滤波器的副瓣。

I/Q合成近似形成FFT输出的电压包络，也可以用检波后积累〔PDI〕，即每个距离门-多普勒滤波器的输出在几个相参周期内线性相加。

PDI的输出再与恒虚警〔CFAR〕[17]~[20]处理形成的检测门限比较。

在CFAR电路之后是离散的副瓣抑制逻辑电路〔这将在17.2节中讨论〕与距离模糊和速度模糊解算器〔如果需要的话〕。

最后的检测输出被送往雷达显示器和计算机。

17.2PD杂波

概述

来自各种散射体的杂波回波对PD雷达的设计影响很大，同样也会影响对点目标的检测概率。

这些杂波散射体包括地貌〔地面和水面〕、雨、雪和箔条。

由于PD雷达通常所使用的天线具有一个高增益的主波束，所以当雷达俯视时，主波束杂波是雷达处理的最大信号。

这也是使用中PRF和高PRFPD雷达的主要原因。

窄波束将主波束杂波的频率范围限制在多普勒频谱的一个较小的频段内。

天线方向图的其他局部由副瓣组成，产生副瓣杂波。

这些杂波通常远小于主波束杂波，但却覆盖了很宽的频段。

来自雷达正下方地面的副瓣杂波〔高度线杂波〕常常较大，这是因为地面在大入射余角时的反射系数大、地面的几何面积较大和地面的距离近。

在副瓣杂波区中，只要杂波接近或是超过接收机噪声电平，目标的测距性能都将下降。

为了移动目标频谱〔相对于杂波〕可采用多重PRF，从而防止由于强杂波电平所产生的完全盲距或盲频。

这种相对移动是距离和多普勒折叠产生的。

假设某个PRF使杂波和目标折叠到相同的距离和多普勒上，那么PRF只要有足够大的改变就能将目标和杂波分开。

固定雷达的地物杂波

当雷达相对于地面而言是固定的时，主波束杂波和副瓣杂波都是零多普勒频移，也就等于发射频率。

只要有一局部主波束扫过地面，那么与主波束杂波相比，副瓣杂波通常较小。

如同在脉冲雷达中那样，杂波是可以计算的，然后作为PRF的函数在距离上折叠。

运动雷达的地物杂波

当雷达以速度VR运动时，杂波将发生频域扩展。

图17.2是雷达做水平运动时的情况。

对于在距离和多普勒上都是模糊的中PRF雷达而言，图17.7画出了杂波在距离和多普勒上的折叠。

雷达平台向右飞行，速度为1000kn，俯冲角为10︒。

图中每个狭窄的环形区域是对所选定距离波门内的杂波产生影响的地面区域。

5个双曲线状的狭窄条形区域是对所选定的多普勒滤波器中的杂波产生影响的区域。

相交叉的阴影局部是对所选定距离波门-多普勒滤波器单元中的杂波产生影响的区域。

每个区域所产生的杂波功率取决于指向该区域的天线增益和该区域的反射特性。

主波束照射到位于地面轨迹左侧的椭圆形区域。

由于整个椭圆形区域位于滤波器范围内，所以主波束杂波落在该滤波器中，而其他滤波器那么接收到副瓣杂波。

5个距离环与主波束椭圆形区域相交，因此在这个距离门中的主波束杂波是上述这5个区域所接收到信号的矢量和。

由于距离高度折叠，因此所有距离门内的杂波几乎相等。

图17.7距离波门和多普勒滤波区的平面图

雷达高度为10000ft；速度向右1000kn；俯冲角为10︒；雷达波长为3cm；

μs；4波门；多普勒滤波器中心频率为2kHz；

带宽为1kHz；波束宽度为5︒〔环形〕；主波束方位为20︒；俯角为5︒。

如果主波束在方位上360︒扫描，那么主波束杂波将在频域内扫描。

所以主波束杂波在所选定的滤波器内将出现10次〔每条双曲线区出现两次〕，其间，滤波器将接收到来自全部交叉阴影区的副瓣杂波。

杂波回波：

通用方程

来自距离R处，增量面积为dA的单块杂波区的杂波噪声比为

〔17.2〕

式中，Pav为平均发射功率；λ为工作波长；σ0为杂波后向散射系数；Lc为杂波损耗因子；GT为杂波区方向的发射增益；GR为杂波区方向的接收增益；k×10-23W/〔Hz/K〕；Ts为系统噪声温度，单位为K；Bn为多普勒滤波器带宽。

来自每个雷达分辨单元的杂波噪声比是式〔17.2〕的积分。

其积分区域是地面上每个模糊单元的距离和多普勒范围[21]~[25]。

在某些简化条件下，积分可以用解析式表示[25]，但通常都采用数值积分。

副瓣杂波

如果下半球的天线方向图是的，那么用式〔17.2〕可计算出每个距离门的完整杂波谱。

在系统设计之初，准确的增益函数是未知的，那么可采用一种行之有效的的近似方法，即假设副瓣辐射具有各向同性，且增益为常数GSL。

离散副瓣杂波

对于诸如建筑物之类的地面大型物体〔离散物体〕的回波，经天线的副瓣进入接收机，并表现成好似是在主波束中的较小动目标的回波，这是机载PD雷达的一个固有特性。

在中PRF雷达中，这是一个十分严重的问题，因为它通常希望具有全方位目标性能，而这些回波会与有用目标相抗争。

在高PRF雷达中，几乎没有无副瓣杂波的距离区，所以多普勒频谱中的副瓣杂波区通常不做处理〔因为在这些区域中，目标检测能力将严重下降〕。

进一步地说，在高PRF雷达中，特别是在较高的高度时，离散的副瓣杂波和离散的回波的幅度在副瓣杂波区中是检测不到的。

RCS为σ的副瓣离散目标的视在RCS（σapp）等于σGSL2。

其中，GSL为相对于主波束的副瓣增益。

体积大的离散目标密度低，而小的那么密度高。

表17.3列出了它的一种模型。

该模型中假设雷达的工作频率较高。

显然，106m2的离散目标极少见，105m2也不常见，常见的是104m2的离散目标。

雷达截面积〔m2〕

密度〔mile2〕

106

105

104

1

检测和消除由离散副瓣杂波产生的虚警有两种方法，即保护通道和检波后灵敏度时间控制〔STC〕。

下面将分别加以讨论。

保护通道

保护通道的工作原理是通过比较两个并行接收通道的输出，其中一个与主天线连接，另一个与保护天线连接，以判断接收的信号是来自主波束还是来自副瓣[26]~[28]。

保护通道使用宽波束天线，理想上其天线方向图超过主天线的副瓣。

两个信道的回波在同一个距离单元、同一个多普勒滤波器单元中进行比较。

当在保护接收机中的副瓣回波较大时，副瓣回波被抑制〔消除〕；而主波束回波那么通过，因为主通道接收的回波较大。

图17.8是保护通道的方框图。

CFAR电路后〔在理想条件下，两个通道是相同的〕有3个门限，即主通道门限、保护通道门限与主通道与保护通道信号比门限。

这些门限的检测逻辑如图17.8所示。

B2是保护通道SNR与主通道SNR之比。

目标位于主波束时，B2值小；而在副瓣峰值时，B2值那么大，约为0dB左右。

在该例中，对主波束中目标而言，由于保护通道的消隐作用，因此检测性能损耗0.5dB。

图17.8双通道副瓣消隐器框图

图17.8双通道副瓣消隐器框图

图17.9采用保护通道的检测概率与信噪比之间的关系曲线

图17.10主天线和保护天线的方向图

理想情况下，保护天线方向图增益在除主波束方向外的所有方向上都将超过主天线方向图的增益，从而使雷达通过副瓣检测到的目标数最小。

如果不是那样，那么如图17.10所示的保护天线方向图上的副瓣峰点处目标回波将在主信道具有较大的检测概率，这将形成虚警。

检波后STC

消隐离散副瓣杂波的第二种方法是采用检波后STC[29]。

其逻辑框图如图17.11所示。

根本上，CFAR的输出数据将在距离上相关〔解析〕3次。

每个相关器采用M/N准那么来计算不

图17.11单通道副瓣消隐逻辑框图

模糊距离。

例如，8PRF要求输出3次检测。

由于目标多普勒频率是模糊的，所以不使用多普勒相关。

前两次相关的结果用于消隐后面各个距离相关器输出的离散副瓣回波。

在此采用了3个距离相关器，其中A相关器用来解额定检测范围〔如10nmile〕内的距离模糊。

假设超出此额定距离，那么检测到离散副瓣回波的概率是很低的。

B相关器那么用于解同一个额定距离之外的距离模糊。

但是，在目标进入B相关器之前，目标回波的幅度受一个随距离变化的门限〔STC门限〕的控制。

在一个距离单元中，将A相关器和B相关器的相关结果进行比较，如果一个距离波门在A相关器中相关，而在B相关器不相关，那么第3个相关器C将该距离波门消隐掉。

相关器C用于解决所关心的最大作用距离内的距离模糊。

图17.12说明了检波后STC处理的原理。

图中画出了主波束目标回波和在副瓣中大离散目标与不模糊距离的关系图〔意即距离模糊已经解决之后〕，还画出正常CFAR门限和STC门限与距离的关系。

很明显，在副瓣中的离散回波幅度低于STC门限，而在主波束中的回波幅度那么高于门限，因而雷达能识别副瓣中的离散回波，并在输出端将离散回波消隐掉，并保存目标。

图17.12检波后STC电平

主波束杂波

由式〔17.2〕，用交叉的阴影面积代替dA并在主波束内对所有的阴影面积相加的方法，可近似得到主波束杂波功率与噪声功率比[30]

〔17.3〕

式中，求和边界为发射波束和接收波束的较小者顶端和底端边沿；θaz为方位半功率点波束宽度，rad；τ为压缩后的脉冲宽度；α为杂波区的入射余角；其他术语与式〔17.2〕的相同。

主波束杂波的滤波

在采用数字信号处理的PD雷达中，抑制主波束杂波的方法有两种：

其一是在多普勒滤波器组前加延迟线杂波对消器；其二是使用具有低副瓣的滤波器组。

无论哪种方法，其主波束杂波区附近的滤波器都被消隐，从而使主波束杂波的虚警最小。

量化噪声和与滤波器加权损耗有关的设备复杂性间的折中确定了选择哪种方法。

假设使用对消器，那么对滤波器的加权要求比仅用滤波器组要宽松些。

这是因为，如果主波束杂波是最大的信号，那么对消器降低了进入FFT的动态范围要求。

假设不采用对消器，那么必须用较重的加权来降低副瓣电平，使主波束杂波的滤波器响应低于热噪声电平。

这种加权增大了滤波器的噪声带宽，使信噪比损耗增大。

DFT滤波器的改善因子[31]为

〔17.4〕

式中，Ai为DFT权系数，0≤i≤N-1；N为DFT点数；σc为杂波频谱的标准偏差；K为滤波器序号〔K＝0为直流滤波器〕；T为脉冲间间隔。

与延迟线对消器的一般定义相比，滤波器的改善因子的定义是滤波器杂波输入总功率与滤波器剩余杂波功率之比。

换句话说，如果杂波处于滤波器中心，且杂波谱宽减至零，那么改善因子是滤波器输出的杂波功率与实际工作时滤波器输出的杂波功率之比[32][33]。

多尔夫-切比雪夫〔Dolph-Chebyshew〕加权的256点FFT的改善因子如图17.13所示。

对滤波器组中的不同滤波器数而言，改善因子是杂波谱宽的函数。

图17.13滤波器改善因子与杂波谱宽的关系曲线

如果主波束的指向低于水平方向，且从0︒方位角算起大于波束宽度，那么由于雷达平台移动所产生的6dB杂波宽度∆f为

〔17.5〕

式中，VR为雷达的对地速度；ψ0为相对于速度矢量的主波束角度；θB为3dB单程天线波束宽度，rad；λ为波长。

杂波瞬态抑制

当用多个PRF测距法改变PRF时，或当用线性调频测距法改变调制斜率时，或当射频载波发生改变时，如果不做适当处理，那么杂波回波的瞬态变化会引起雷达性能的降低[34]。

由于在PD雷达中，杂波在距离上通常是模糊的，因而从远模糊距离上〔一直到地平线〕所接收到的杂波回波都会使每一个脉冲间周期〔IPP〕内的杂波功率增加。

这种现象称谓“空间填充〔spacecharging〕〞。

注意，虽然在“填充〞期间所接收到的杂波回波的数目增加，但是由于从不同地块返回的杂波回波的相位关系是随机的，所以杂波回波信号的矢量与实际相比可能减小。

如果采用杂波对消器，那么在“空间填充〞完成之前，对消器的输出不可能到达稳态值。

因此，在信号送往滤波器组之前必须留有过渡时间，所以每次观测可得到的相参积累时间等于总观测时间减去“空间填充〞时间和瞬态过渡时间。

用稳定的输入值给对消器进行“预填充〞可消除过渡时间[35]。

其方法是通过改变对消器的增益，使所有延迟线均在第一个脉间周期内到达稳态值。

假设不采用对消器，那么在完成“空间填充〞后信号就可送往滤波器组，因而相参积累时间就等于总观测时间减去“空间填充〞时间。

高度线杂波的滤波

机载脉冲雷达正下方地面的反射回波称为高度线杂波。

由于平坦地形、大几何面积和离雷达较近的地面都是镜面反射，因而这种回波信号能够非常大。

它们位于PD频谱的副瓣杂波区内。

由于高度线杂波比漫散的副瓣杂波大很多，而且频谱宽度也较窄，因此通常可采用以下两种方法来滤除：

其一是使用可防止检测高度线杂波专用的CFAR电路；其二是使用航迹消隐器除去最后输出的高度线杂波。

后一种方法采用闭环跟踪装置确定高度线杂波附近的距离和速度波门，并消隐掉那些受影响的距离-多普勒区域。

17.3时间波门

接收机的时间波门可消隐发射机的泄漏和其噪声边带，消除与信号抗争的过量接收机噪声，可用做目标跟踪的距离波门和进行真实的距离测量，当然是在可以解决模糊的情况下。

发射脉冲的抑制

在时间上将发射机的泄漏消隐掉是PD系统胜出CW系统的一个主要优点，因而，接收机灵敏度就不会因为饱和效应或发射机的噪声边带而降低。

谐波频率

Hz。

这两个谐波分量都处于多普勒通带内，因而也会出现在输出端。

虽然波门瞬态的高阶谐波分量相对较小，但是由于波门出现在接收机的前端，所以该分量与