Buck 电路中的CCM和DCM.docx

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Buck电路中的CCM和DCM

Buck电路中的CCM和DCM

降压电路是一种基本的DC/DC变换器。

随着IPM驱动和MCU供电、LED照明驱动、继电器和交流开关供电等小功率、直接从母线电压供电的应用场合越来越多，而目前的大部分DC/DC变换器输入电压一般在50V以内，一种高压的降压型斩波变换器被研究和使用得越来越广泛。

考虑到降压电路构成简单、成本较低，因此这种变换器具有良好的市场前景。

本文对其原理和高压降压电路应用设计进行了详细地阐述。

降压电路拓扑分析

图1是降压拓扑的电路图。

当t=0时驱动S导通，电源Uin向负载供电，电感电流iL线性上升。

当t=ton时控制S关断，二极管VD续流，电感电流呈线性下降。

图1：

降压拓扑电路图。

根据电感电流是否连续，可分为连续电流模式（CCM）、不连续电流模式（DCM）和临界电流模式（BCM或CRM或TM）。

通常串接较大电感L使负载电流连续且纹波小。

但是小功率SMPS中为了减小噪声以及损耗，通常选定电感电流不连续模式（DCM）。

CCM和DCM下的各参数波形如图2所示。

图2：

CCM和DCM下主要参数波形。

1.BCM和CCM

设IL为iL的平均值，△iL是iL的纹波值。

则在BCM和CCM模式下：

稳态时:

 又 

从（3）和（4）得：

从

（1）、

（2）和（5）得：

在CCM下,（5）取>号  

在BCM下,（5）取等号，==>L=R*Ts*（1-D）/2

2.DCM

设图2中t1处iL=0，且a=（t1-ton）/Ts=t1/Ts-D。

则稳态时L上电压开关周期平均值为0:

C在开关周期内电流平均值为0:

iL的平均值：

IL=△iL*（D+a）/2<△iL/2

Load电流：

Io=Uo/R

根据（7）、（8）和（4）得:

0.5*[（Uin-Uo）/L]*D*Ts*[Uin*D/Uo]=Uo/R

且:

K=2*L/（D2*Ts*R）=2/（D2*x）,x=Ts*R/L,y=Uo/Uin。

图3：

各模式下Uo/Uin的比值变化图。

降压仿真

使用SACT软件对降压电路进行仿真。

若输出电压Uo=15V、输入电压Uin=220V，则选取驱动脉冲P1占空比D=Uo/Uin=15/310=0.04839。

选取R=75Ω，则输出电流Iout=15/75=0.2A。

取频率为f=100kHz，按照临界电感电流模式（CRM）来设计，L=R*T*（1-D）/2=75Ω*（1-0.04839）/（2*100kHz）=0.71mH。

相应的电路和波形如图4所示。

波形从上而下分为：

Vdc1，Vds（SW），VR1、IL1和ID1。

图4：

降压拓扑电路仿真图。

实现降压电路的控制器A635x

1.A635x方框图

STR-A635x系列是内置功率MOSFET和控制器的Flyback型开关电源用厚膜集成电路。

A635x为PRC工作方式，采用DIP-8封装，最适于小功率电源。

由于所需外接器件很少，电路设计简?

g，因此容易实现电源的小型化和标准化。

注：

PRC为PulseRatioControl（关断时间一定的导通脉冲宽度控制）的缩写。

图5：

A635x的方框图。

A635x特点：

●小型DIP-8绝缘封装，适合于低背、小容量开关电源。

●使用OnChipTrimming技术，振荡器内置于控制器MIC中。

●控制器内部的比较器使用了温度补偿，温度漂移小。

●电源启动前控制器的工作电流小（50μAmax）。

●内置有源低通滤波器，使电源在轻负载时能稳定工作。

●使用高耐?

RMOSFET，保证MOSFET的雪崩能量：

●由于保证MOSFET的雪崩能量，因此可以简化浪涌吸收电路的设计

●可免除Vdss的余量设计

●内置MOSFET的定电压驱动电路

●丰富的保护功能

●过电流保护（OCP）：

逐个脉冲方式

●过电压保护（OVP）：

锁定方式

●过热保护（TSD）：

锁定方式

A635x的方框图如图5所示。

2.PRC控制

定电压控制是以固定MOSFET的OFF时间（?

P15μsec）、调节ON时间的PRC工作方式进行。

该工作方式为PRC方式。

图6:

PRC定电压控制动作电路图。

输出电压的定电压控制是由光耦的反馈电流实现的。

当VR5电压（ID的峰值）+VR4电压（FB电流）之和达到Comp.1反转阈值时MOSFET关断。

故A63系列为电流控制方式。

一般的，在电流控制方式下轻载时VR4的电压较大（由于光耦的反馈量较大），MOSFET导通时的浪涌电流产生的噪声易使Comp.1误动作。

A63系列为了防止这种现象，在MOSFET关断期间使用一个A-LPF降低OCP/FB端子与GND间的阻抗。

这是一个0.8mA的定电流电路，在MOSFET导通前，流入OCP/FB的定电流降低反馈电流产生的偏置电压，使电源能在轻载时稳定工作。

与ST的Viper12相比，两者的反馈方式和开关电流设置等特点如表1所示。

表1：

ST与Viper12对比表。

应用实例

1.参数选择

电感Lp:

在PWM动作模式下，电感选择可依据：

其中：

Po为输出功率，Idp为开关电流峰值，fsw为开关频率。

在PRC动作模式下，并且处于电感电流临界模式时，

式中：

R是负载电阻，T是开关周期。

[计算例]Uin.ac=90V时，Idp=0.236A，Po=1.5W，fsw=59.2kHz（根据5.3节动作波形）。

于是，Lp≌（2Po）/（Idp2*fsw）=2*1.5W/[（0.236）2*59.2kHz]=0.8?

mH。

若要计算临界电感电流模式（BCM）下的电感值，可根据

（2）式：

Lb=0.5*（Uo/Io）*Toff=0.5*（15V/0.1A）*15μs=1.125mH。

由于现在采用的电感Lp=0.77mH

输入电容Cin:

上式中：

I是放电电流，η是效率，△U为输入电压的纹波值，t是电容向负载释放电流的期间，T是整流周期，t由下式计算：

 ，其中Uinmin与Upeak分别为输入交流Uin的最小、最大值。

[计算实例]Uin.ac=90V是条件最苛刻的状态，按此电压计算，Upeak=90*1.414=127.3V，Uinmin=90*1.414*0.9=114.6V，全波整流下T=10ms。

所以，t=10ms*（0.75+arcsin（114.6/127.3）/2π）=10ms*（0.75+0.18）=9.3[ms]。

取效率η=0.6,

则：

Cin=（1.5W*9.3ms）/（0.6*114.6*（127.3-114.6））=16.9[μF]。

本实验中，输入电容的值取为22μF/400V。

输出电容Cout:

式中：

△Uo是输出纹波电压，D是占空比，L是输出电感值，Ts为开关周期。

[计算实例]Ton=Lp*（Idp/Uin.min-Uo）=0.77mH*0.236A/（114.6-15）V=1.83[μs]，T=Ton+Toff.max=1.83+18=19.83[μs]。

T=19.83[μs]，D=Ton/T=9.23%，△Uo=15V*1%=0.15V，则：

Cout=（19.83μs）2*15V/（8*0.75V*0.77mH）*（1-9.83%）=5.76μF。

本实验中，输出电容的值取为10μF/35V取即可满足要求。

2.应用电路图

基于上述计算，主要参数选取为：

电感为0.77mH，续流二极管为RL3A，输出电容400V/22μF，输出电容35V/10μF，OCP电阻Rocp=2.7Ω，启动电阻1MΩ。

反馈电路的参数为14A的稳压二极管和1kΩ的电阻。

A635x构成降压应用电路，详细请参考图7。

图7：

A635x构成降压应用电路。

3.实验结果与讨论

1.效率：

见表2。

表2：

典型输入电压下电源效率。

2.输出静态性能：

见表3。

表3：

输出静态性能。

3.动作波形

实验条件：

Uin.ac=90V（除非特别指出），Load=15V/0.1A。

波形如图8所示。

图8:

动作波形实验结果分析图。

本文小结

STR-A635x构成的降压电路DC/DC变换器能正常工作，输出能满足规格要求。

利用A635x中的MOSFET，构成降压电路拓扑结构，并用稳压二极管与电阻结合构成反馈电路，形式简单。

A635x在电源正常时工作效率也较高，并且由于是PRC模式，OFF时间一定，电感设计较为方便。

这种电路可用于IPM/MCU驱动和供电、LED显示、继电器和交流开关等的小功率供电的场合。

因为这种电路构成成本较低，因此具有良好的市场前景。