基于前馈解耦的感应电机矢量控制系统章玮.docx
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基于前馈解耦的感应电机矢量控制系统章玮
第30卷第5期机电工程
Vol.30No.5DOI：
10.3969/j.issn.1001-4551.2013.05.016
基于前馈解耦的感应电机矢量控制系统
章
玮1，张
楠1，陈
萍2
（1.浙江大学电气工程学院，浙江杭州310027；2.浙江省电子信息产品检验所，浙江杭州310027）
摘要：
为了提高感应电机矢量控制中转矩的动态响应能力，提出了一种改进矢量控制方法。
该方法涉及了旋转坐标变换引入的交叉耦合电势对PI调节器动态性能的影响，在前馈解耦补偿时采用给定量代替反馈量，提高了转矩跟踪速度。
同时为了减小前馈补偿项对电机参数的依赖，进而提高系统的稳定性，引入了模糊自适应PI调节器代替传统的PI调节器。
最后，对该改进方案的控制效果进行了实验验证。
实验及研究结果表明，所提出的控制策略在保证系统具有良好稳定性的同时能够显著改善感应电机转矩的动态响应特性。
关键词：
感应电机；矢量控制；前馈解耦；模糊PI；转矩；动态响应中图分类号：
TM464；TH39
文献标识码：
A
文章编号：
1001-4551（2013）05-0581-04
Vectorcontrolsystemofinductionmotorbasedonfeed-forward
decouplingscheme
（1.DepartmentofElectricalEngineering，ZhejiangUniversity，Hangzhou310027，China；
2.ZhejiangTestingInstituteofElectronicProducts，Hangzhou310027，China）
ZHANGWei1，ZHANGNan1，CHENPing2
Abstract：
Inordertoimprovethetorquedynamicresponse，animprovedvectorcontrolschemeforinductionmotorwasproposed.Analyzingthecross-couplingvoltageaftervectortransformation，afeed-forwarddecouplingschemewasintroduced，whilethefuzzy-PIcontrollerwasusedtoreplacethetraditionalPIcontrollertoreducethedependenceonmotorparametersincalculatingthecompensationitemsandimprovethestabilityofsystem.Finally，theeffectofthiscontrolschemeisverifiedinexperiment.Theresultsindicatethat，theproposedcontrolstrategycanguaranteethesystemhasgoodstability，anditcansignificantlyimprovethedynamicresponsecharacteristicsofinductionmotortorque.
Keywords：
inductionmotor；vectorcontrol；feed-forwarddecoupling；fuzzy-PI；torque；dynamicresponse
0引言
不能满足系统对转矩的动态响应要求。
为了消除交叉耦合电势对感应电机控制的影响，从而解决转矩响应较慢的问题，国内外学者提出了几种不同的解耦控制方法，主要有反馈解耦、前馈解耦和动态解耦3种控制方案。
现比较3种控制方法对电机动态性
感应电机因其具有结构简单、运行可靠、价格低廉、维护方便等优势，在工业界得到了广泛应用。
为了获得感应电机快速的动态响应特性，往往需要通过坐标变换的方式，将其模型转化为类似于直流电机模型，得到一种近似的磁链、转矩解耦控制，即矢量控制。
但有研究表明，坐标变换引入的交叉耦合电势，对电机转矩响应特性具有显著影响。
在一些对感应电机的转矩响应要求较高的场合，例如电力测功机系统，传统的矢量控制方法已经
收稿日期：
2012-12-26作者简介：
章
能的影响：
①反馈解耦中解耦补偿量对电机参数依赖性较强，同时会由于反馈电流所存在的延时问题使解耦效果下降，系统易出现不稳定［1-2］；②前馈解耦同样比较依赖电机参数，当电机给定出现一个较大的阶跃时，容易引起系统的不稳定，但该方法克服了反馈解耦中电流延时带来的不利影响［3］；③动态解耦包括偏差解耦和内模解耦，该方法消除了解耦
玮（1967-），女，浙江杭州人，副教授，硕士生导师，主要从事风力发电、电机与控制方面的研究.E-mail：
weizhang@
·582·机电工程第30卷
过程中对电机参数的依赖性，但需要准确的解耦模型，工程实现较为复杂［4-7］。
为了弥补上述方案的不足，本研究在传统矢量控制的基础上提出一种基于前馈解耦的感应电机矢量控制方法。
该方法首先引入前馈解耦的控制方法来补偿交叉耦合电势，其次针对前馈解耦对电机参数依赖性较强的问题，采用模糊自适应PI控制器来取代传统的PI控制器，降低补偿项对系统参数的依赖性，提高系统的稳定性。
最后，通过实验验证改进方案的控制效果。
2
2.1
感应电机的改进矢量控制方法
将式
（1）中的交叉耦合电势记为usdc和usqc，即:
ìusdc=-ω1σLsisq
ï
íu=ωσLi+ωLΨïsqc1ssd1
rrî
前馈解耦方法的实现
（4）
已有学者提出在传统矢量控制中引入式（4）所示耦合电势的前馈解耦补偿方法，但所提方案中交叉耦合项的计算依赖于由磁链、转矩外环得到的定子电流给定量isd*和isq*的快速、准确跟踪。
如考虑外环时延的影响，这一跟踪速度将大大降低。
为了消除矢量控制系统中磁链、转矩外环延时引起的电流给定量isd*和isq*延时，本研究所提出的
1感应电机的数学模型
在以转子磁场定向的同步旋转坐标系下，感应电
ìusd=Rsisd+pσLsi
1σLsisq
ï
íu=Ri+pσLiσLiLmïsqssqssqssd11
rî
Ψr=
Lm
i2sd
机的数学模型为：
（1）
前馈解耦方法中在使用电流给定量计算交叉耦合电势usdc和usqc时，选择直接从感应电机的数学模型式（2，3）中获得d、q轴电流的给定量：
Ψr*
i=
mrTe**
isqc=
mΨr*sdc
（2）（3）
L
Te=1.5PmΨrisq
r
（5）（6）
式中：
σ—转子漏磁系数；ω1—定子电流频率；ω1=ω+
ωs；ω—转速；ωs—转差；usd、usq、isd、isq—同步旋转坐标Ls、Lr、Lm—定、转子电感和互感；Ψr—转子磁链；T2—转子时间常数；p—微分算子。
系下定子电压和电流的d、q轴分量；Rs—定子电阻，
式中：
idc*、isqc*—计算交叉耦合电势时的d、q轴电流给定量。
将式（5，6）代入式（4）中可以得到所需补偿的交叉耦合电势usdc*和usqc*的表达式:
rTe*ì*
u=-ω1σLsïïsdcmΨrí
σLsL**ï+Ψrïusqc=ω1（mrî
从式
（1）中可以看出，感应电机定子d、q轴电压不仅与同轴电流有关，还存在与不同轴电流相关的交叉耦合电势，如式
（1）虚线框中所示。
传统矢量控制选择舍弃耦合项来简化控制过程［8］，其基本控制框图如图1所示。
然而随着电机转速升高，交叉耦合项所占的比重将逐渐增大，选择继续忽略耦合项容易引起系统的不稳定，同时也会降低系统转矩的动态跟踪能力。
因此，改进传统矢量控制的不足，进而提高系统动态、稳态特性已是必然趋势。
（7）
从式（7）中可以看出，补偿量只与转矩和磁链的给定值相关，即当磁链和转矩发生变化时，补偿量也会立即改变并进行补偿，在转矩和磁链给定均不超过额定值时，可以提高前馈解耦补偿的快速性，且不会造成动态过程中由于给定量与反馈量瞬时差值较大引起的系统不稳定。
于是，可以得到定子电压在同步旋转坐标系下给定量的表达式为:
ìu*=（K+pïsd
íïu*
=（Kp+îsq
Ki*
（isd-isd+u*sdcKi*
（isq-isq+u*sqc（8）
根据式（8）中的电压给定表达式，可以得到改进
图1
传统矢量控制中舍弃耦合项的控制框图
的前馈解耦控制框图，如图2所示。
第5期章玮，等：
基于前馈解耦的感应电机矢量控制系统
表1
参数Kp模糊控制规则表
SZSBB
NZSMB
·583·
|e|
ZSMB
ZZMBB
BZZMB
表2
图2改进前馈解耦控制框图
Ki模糊控制规则表
SZSMB
MZMMB
BZBBB
|e|
ZSMB
ZZZSB
2.2模糊自适应PI调节器的设计
由于前馈解耦中耦合电势的计算需要涉及到电
机的电感参数，为了降低前馈补偿对电机参数的依赖性，提高系统的稳定性，本研究将模糊自适应PI调节器引入了控制系统中代替传统的PI调节器［9-10］，如图2所示。
模糊自适应PI调节器的控制框图如图3所示。
为了简化模糊逻辑规则表，模糊PI控制器以电流误差和误差的变化率的绝对值|e|、|ec|为输入语言变量；以PI参数的修正值ΔKp、ΔKi为输出语言变量，通过对PI参数的在线修正来达到更好的控制效果
［11］
关，即随着误差的增大，Kp参数也随之增大，以提高系
统的响应速度；而Ki的变化与误差负相关，即随着误差
的增大，Ki参数随之减小，避免积分过多引起系统的超调。
总结上述规律，可以获得实际PI参数的修正方程式为:
。
{
式中：
Kp0、Ki0—PI调节器的初始值。
Kp=Kp0+ΔKp
Ki=Ki0-ΔKi
（9）
节，使得系统稳态时基本做到无差，动态时有较快的响应速度，但不要求完全满足系统的动态性能指标，此时得到的PI参数值即可作为PI调节器的初始值Kp0、Ki0。
图3
模糊自适应PI调节器的控制框图
Kp0、Ki0的获取需要先使用传统PI调节器进行调
接影响的q轴电流的误差及误差变化率来确定。
输出
输入变量的量化因子Ke、Kec选取时以对转矩有直
（S）、“零”（Z）4种，模糊控制器|e|、|ec|、ΔKp、ΔKi的隶属函数如图4
所示。
输入输出论域取值“大”（B）、“中”（M）、“小”
变量的量化因子KΔKp、KΔKi选取时依据“输出变量ΔKp、ΔKi在PI调节器初始值Kp0、Ki0的范围内”这一原则来选取，以至于不会使PI参数产生较大的波动，造成系统的不稳定。
将前馈解耦和模糊自适应PI调节器引入感应电机的矢量控制系统中，可以得到改进的矢量控制框图如图5
所示。
图4模糊控制器输入与输出的隶属函数
当|e|较大时，取较大的Kp且使Ki较小（避免较大超调）；当|e|中等时，应取适当的Kp、Ki；当|e|较小时，应取1、表2所示。
根据PI调节器的特点可以总结出以下控制规律：
较小的Kp和较大的K（使系统能有较好的稳态性i能）。
从而可以得到模糊控制器的控制规则表，如表
从PI调节器的特点来看，Kp的变化与误差正相
图5改进矢量控制框图
3
3.1
实验验证
对反馈解耦方法缩短了45%，在保证系统的稳定性的
同时感应电机的动态性能得到了明显的提升。
实验系统结构
为了验证本研究所提出的改进前馈解耦矢量控制方法的有效性，使用电力测功机平台实验系统进行验证。
该系统结构如图6所示。
图6中，IM1为拖动电机，直接与三相变频器相连，IM2为负载电机，通过IM2的转矩进行控制，完成对IM1的加载试验。
感应电机，电机参数如表3
所示。
图7
无解耦补偿矢量控制下的转矩阶跃响应波形
PWM四象限运行系统与电网相连。
本研究通过对
拖动电机IM1和负载电机IM2为参数相同的2台
图8
反馈解耦矢量控制下的转矩阶跃响应波形
图6表3
参数额定电压/V额定功率/kW额定频率/Hz额定转速/（r·min-1转子电阻/Ω转子电感/H定子电感/H定转子互感/H
实验系统结构框图感应电机的电机参数
数值5.550
14600.53680.53680.5183.06
3.2实验结果分析
如图7~9所示，本研究在I时段时将IM1运行速度
图9改进前馈解耦矢量控制下的转矩阶跃响应波形
设定为500r/min，IM2输出转矩为0N·m。
在I时段结束时刻，将IM2的输出转矩给定为-23N·m，即65%的额定转矩，实现转矩的阶跃给定。
无解耦补偿矢量控制下的转矩响应波形如图7所示，转矩响应时间ΔT=24ms；反馈解耦矢量控制下的转矩响应波形如图8所示，转矩响应时间ΔT=11ms；本研究所提出的改进前馈解耦矢量控制下的转矩阶跃响应波形如图9所示，转矩响应时间为ΔT=6ms。
比较3种控制方法下转矩的阶跃响应时间可以看出，在采用前馈解耦和模糊PI的改进矢量控制方法之后，转矩的响应时间相对无补偿方法缩短了75%，相
4结束语
本研究针对矢量控制中存在的交叉耦合电势对
转矩动态响应的影响，提出了一种基于前馈解耦的矢量控制方法。
该方法主要通过在传统的矢量控制方法上的改进，对交叉耦合电势进行了前馈补偿，并引入模糊自适应PI控制器代替传统的PI控制器来改善前馈补偿过程中对电机参数依赖性较强的不足之处。
实验结果表明，基于前馈解耦的矢量控制方法相对于传统矢量控制方法而言，在保证系统具有良好稳定性的同时，提高了感应电机转矩的动态响应能力。
（下转第644页）
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鉴于车载网络仿真场景对于车载网络路由协议仿
真的影响，以及现有的场景的不够真实性，本研究利用MOVE软件构建了一个真实场景，实现了真实场景下AODV、DSDV以及DSR协议进行仿真，得到了真实的实验数据。
本研究通过对实验数据的分析，发现在真和延时方面的性能优于其他AdHoc网络协议，体现了更好的稳定性。
但是在包送达率上面有待提高，如何提高GPSR协议的包送达率将是以后研究的内容。
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洪炜娜］
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