PWM直流调速系统设计.docx
《PWM直流调速系统设计.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《PWM直流调速系统设计.docx（38页珍藏版）》请在冰点文库上搜索。
PWM直流调速系统设计
PWMft流脉宽调速系统设计
1PWM调速系统的主要问题
1.1什么是PWM
脉冲宽度调制（PWM）,是英文“PulseWidthModulation”的缩写，简称脉
宽调制，是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用在从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中。
脉冲宽度调制是一种模拟控制方式，其根据相应载荷的变化来调制晶体管栅
极或基极的偏置，来实现开关稳压电源输出晶体管或晶体管导通时间的改变，
这种方式能使电源的输出电压在工作条件变化时保持恒定，是利用微处理器的数
字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术。
PWM控制技术以其控制简单,灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术最广泛应用的控制方式，也是人们研究的热点•由于当今科学技术的发展已经没有了
学科之间的界限，结合现代控制理论思想或实现无谐振软开关技术将会成为PWM
控制技术发展的主要方向之一。
1.2PWM的优越性
自从全控型电力电子器件问世以后，就出现了采用脉冲宽度调制的高频开关
控制方式，形成了脉宽调制变换器一直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系
统，或直流PWMS速系统。
与V-M系统相比，PWMS统在很多方面有较大的优越性：
1）主电路线路简单，需用的功率器件少。
2）开怪频率咼，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。
3）低速性能好，稳速精度高，调速围宽，可达1:
10000左右。
4）若与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强。
5）功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当的时候，开关损耗也不大，因而装置效率较高
6）直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。
由于有上述优点，直流PWMS速系统的应用日益广泛，特别是在中、小容量
的高动态性能系统中，已经完全取代了V-M系统。
1.3PWM变换器的工作状态和电压、电流波形
脉宽调制变换器的作用是：
用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压
调制成频率一定、宽度可以改变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的
大小，以调节电机转速。
PWM变换器电路有多种形式，可以分为不可逆和可逆两大类，本次设计中要
求使用可逆电路，最常用的可逆电路就是桥式可逆PWM变换器
桥式（亦称H形）电路，如图1-1所示。
这是，电动机M两端电压Uab的极
性随开关器件驱动电压极性的变化而改变，其控制方式有双极式、单级式、受限单级式等多种，这里只着重分析最常用的双极式控制的可逆PWM变换器。
双极式控制可逆PWM变换器的4个驱动电压波形如图1-2所示，它们的关系
是：
UgiUg4Ug2Ug3。
在一个开关周期，当0tton时，UabUs，电枢电
流id沿回路1流通；当tontT时，驱动电压反相，id沿回路2经二极管续流,
UabUs。
因此，Uab在一个周期具有正负相间的脉冲波形，这是双极式名称的
由来。
Mcnot
图1-1桥式可逆PWM变换器
图1-2也绘出了双极式控制时的输出电压和电流波形。
id1相当于一般负载的
情况，脉动电流的方向始终为正；id2相当于轻载情况，电流可以在正负方向之
间脉动，但平均值仍为正，等于负载电流。
在不同情况下，器件的导通，电流的方向与回路都和有制动电流通路的不可逆PWM变换器相似。
电动机的正反转则体
现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。
当正脉冲比较宽时，tonT，则Uab的平均
2
值为正，电动机正转，反之则反转；如果正、负脉冲相等，tonT，平均输出
电压为零，则电动机停止。
图1-2所示的波形是电动机正转时的情况。
电压、输出电压和电流波形
双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为
UdyUsT^tonUs（半1）Us（1-1）
若占空比和电压系数的定义与不可逆变换器中相同，则在双极式控制的
可逆变换器中21，就和不可逆变换器中的关系不一样了。
1
调速时，的可调围为0~1，相应的，为-1~+1。
当-时，为正，电动
2
11
机正转；当时，为负，电动机反转；当-时，0，电动机停止。
但
22
电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电
流也是交变的。
这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增大电动机的损耗，这是双极式控制的缺点。
但它也有好处，在电动机停止时仍有高频微振电流，从而消除了正、反向时的静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用。
双极式控制的桥式可逆PWM变换器有下列优点：
1）电流一定连续。
2）可使电动机在四象限运行
3）电动机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区。
4）低速平稳性好，系统的调速围可达1：
20000左右。
5）低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导
通。
1.4PWM控制器结构
本次设计采用集成脉宽调制器SG2524作为PWM言号发生的核心元件。
由集
成脉宽调制器组成的脉冲信号发生电路简单、功能完善，可产生频率超过500kHz
的PWM永冲信号，而且频率与脉宽独立可调，此芯片部由基准电压源、误差放大器、限流保护器、比较器、振荡器、触发器、两个或非门和两个集电极开路的三极管组成。
基准电压为5V，基准源负载能力达50mA它的振荡频率f由外接电
阻Rt和电容Ct决定，电阻Rt的选取围为1.8k至U100k，电容G的选取围在0.001F到0.1F之间，对应着f1.3/（RtCt）可以得到频率围在130Hz到722kHz的PWM永冲信号。
Ct上的正向锯齿波和误差放大器输出地控制电压信号通过比较器比较后，获得脉宽可调的脉冲输出。
该电路可采用2种输出方式：
单端PWM
方式：
当输出端的两个三极管并联应用时，输出频率与振荡频率相同，占空比为
0~90%;推挽输出方式，输出端的两个三极管分别使用，占空比为0~45%,脉冲
频率等于振荡器频率的1/2。
当脚10关断端加高电平时，可实现对输出脉冲的
封锁，与外电路适当连接，则具有过流保护功能。
根据主电路中IGBT的开关频
率，选择适当的R、G值即可确定振荡频率。
本次设计中使用的开关频率为10kHz，可以选择R13k，Ct0.01uF。
PWM俞入控制信号由2引脚引入，再通
过调节电位器，调节速度给定，就可以改变输出PWM勺占空比，进而改变电动机
的电枢电压，达到调速的目的。
PWM俞出信号由12、13引脚并联输出，经驱动
电路驱动IGBT开关管。
SG2524引脚图及相应功能介绍如图1-3所示：
U
IN-
11
w
R=FOUT
IN*
2
15
VCC
CSCOUT
14
EMIT2
CURRLIM+
1
13
COL2
CURRLIM-
£
12
jCCL1
RT
11
EMIT1
CT
7
m
SHUTDOWN
GND
8
9
COMP
图1-3SG2524引脚图
由SG2524构成的典型电路如图1-4所示，由15脚输入+15V电压，用于产
生+5V基准电压。
12、13引脚通过电阻与+15V电压源相连，供部晶体管工作,通过其电压大小调节11、14引脚的输出脉冲宽度。
图1-4SG2524的典型测试电路
在实际使用SG2524产生PWM永冲波时，由电流调节器输出的控制电压作为
2脚同相输入端IN+的输入，来起到调节11、14脚输出的PWM永冲波的脉宽的目
的。
12、13引脚通过电阻与+15V电圧源相连，供部晶体管工作。
9脚是误差放
大器的输出端，在1、9引脚之间接入外部阻容元件构成PI调节器，可提高稳态
精度，关于9脚旁路电阻的的选择参照图1-5:
90
80
70
图1-5误差放大器的开环放大增益和输出频率的关系
我们可以看到，当输出频率为10kHz时，若选择Rl为50k，则误差放大器
的开环放大增益能达到40dB以上，这个开环放大增益足以使稳态精度达到很高
的标准。
而旁路电容的选择通常为0.001F以免带来大的延时。
本次设计中的
图1-6实际使用电路图
实际使用的电路如图1-6所示：
2总体设计方案
2.1电路主要部分设计2.1.1电路总体结构框图
电路设计的第一步就是设计整个电路的各个环节所组成的结构框图，然后才
是通过框图设计各个环节的具体电路，并在明确了各个环节所要实现的功能后对
各个环节的电路进行参数的调整，所以结构框图作为设计的第一步是十分重要的。
本次设计要求采用PWM空制和变换器实现电机调速的功能，为了使系统的稳态性
能和动态性能都达到比较高的标准，还是采用了转速电流双闭环的控制方式，电
路总体结构框图如图2-1所示：
图2-1电路总体结构框图
2.1.2给定电压电源电路设计
给定电压由外电路提供，一般给定电压能够达到15V就够了，所以给定电压
的电源电路使用LM7815作为稳压芯片。
其电路原理图如图2-2所示：
流电压转换成20V交流电压，然后经过整流桥，将交流电压变成直流电压，通过
4700F大电容C1滤波产生脉动小的直流电压，之后通过LM7815芯片将电压稳
定在15V。
后级的100F电容C4起到减小纹波的目的，进一步减小电流脉动。
0.01F电容C5的作用是滤去输出信号中的高频噪声，进一步提高输出电压的质量。
在使用LM7815时，要配套使用C2和C3,并分别取值为0.33F和0.1F，它们所起的作用是防止芯片部电路产生高频自激震荡。
二极管D1的作用是保护
以免烧坏芯片，实际上就是
Un*并没有反电动势，但出于
芯片在切断电源时不会受到负载的反电动势的作用,起到为芯片后级负载续流的作用，虽然本次设计中电路设计的良好习惯还是加上了二极管D1。
2.1.3电流调节器设计
本次课题中将才哟哦那给工程设计法来设计转速、电流双闭环调速系统的两
个调节器。
按照设计多环控制系统先环后外环的一般原则，从环开始，逐步向外环扩展。
在双闭环系统中，应该首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。
双闭环调速系统的实际动态结构框图如图2-3所示，它除了包括了主要环节
外还包括了电流滤波环节和转速滤波环节。
由于电流检测信号中常含有交流分量，为了不使它影响到调节器的输入，需加低通滤波。
这样的滤波环节传递函数可用一阶惯性环节来表示，其滤波时间常数Toi按需要选定，以滤平电流检测信
号为准。
然而，在抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为了平衡这个延迟作用，在给定信号通道上加入一个同等时间常数的惯性环节，称
作给定滤波环节。
其意义是，让给定信号和反馈信号经过相同的延时，使二者在时间上得到恰当的配合，从而带来设计上的方便。
滤波时
由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，
间常数用T°n表示。
根据电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入时间常数为Ton的给定滤波环节。
下面开始对电流调节器的设计。
1.电流环结构框图的化简
在图2-3点画线框的电流环中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，这将
给设计带来麻烦。
实际上，反电动势与转速成正比，它代表转速对电流环的影响。
在一般情况下，系统的电磁时间常数T远小于机电时间常数Tm，因此，转速的变
化往往比电流变化慢得多，对电流环来说，反电动势是一个变化较慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即E0。
这样，在按动态性
能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，也就是说，可以暂且把反电动势的作用去掉，忽略反电动势对电流环作用的近似条件为ci语（2-1）
如果再考虑到由于Ts和Toi一般都比T小得多，可以当做小惯性群而近似的看作是一个惯性环节，其时间常数为
TiTsToi（2-2）
则电流环结构框图最终简化成图2-4
图2-4电流环最终简化图
简化的近似条件为
（2-3）
2.电流调节器结构的选择
简化动态结构后开始考虑电流调节器的结构。
从稳态要求上看，希望电流无
静差，以得到理想的堵转特性，采用I型系统就够了。
再重动态要求上看，实际
系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中
不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰动作用只是次要的因素。
为此，电
流环应以跟随性为主，即应选用典型I型系统。
电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型I型系统，显然要采用PI
型电流调节器，其传递函数可以写成
Wacr（s）Ki（iS1（2-4）
iS
其中Ki为电流调节器的比例系数i为电流调节器的超前时间常数
为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择
iTi（2-5）
则电流环的开环传递函数变成
其中
3.
电流调节器参数计算
选定，待定的只剩下比例系数Ki，可以根据所需要的动态性能指标选取。
在本
在利用式（2-7）和式（2-8）得到
4.电流调节器的实现
含有给定滤波和反馈滤波的模拟式PI电流调节器原理图如图2-5所示。
图
中U*为电流给定电压，Ui为电流负反馈电压，调节器的输出就是电力电子变换
器的控制电压Uc。
其中，R1R2RaR4Rd/2,GC2C。
。
C3
根据运算放大器的电路原理，可以容易的导出：
Ki昱（2-10）
Ro
iR5C3（2-11）
1
Toi^RoCo（2-12）
4
根据以上的过程分析，本次课程设计的电流调节器的具体参数选取方式如下。
由于采用的PWM的频率为10kHz，所以整流装置的滞后时间常数TsT0.0001s，不妨取Ts0.00006s。
PWM的每个正脉冲的时间为0.05ms，为了
基本滤平电流，应有（1~2）Toi0.05ms，所以，取电流滤波时间常数几0.00004s。
故有TiTsToi0.0001s。
检查对电源电压的抗扰性能：
卫0.005s50，这一
Ti0.0001s
指标表明动态降落非常的小，但是恢复时间相对来说较长，但是也在可以接受的
围。
电流调节器的超前时间常数：
iT|0.005s。
电流
Ki°5-
Ti0
开环增益：
要
求i5%，
故应取K,Ti0.5，因此
0.5
1
5000s。
）.0001s
不妨设U；为
勺12.33V于是
*
Ui
12.33
0.33,
由式（
2-7）
可以算出电流调节器
IN
37
ACR的比例系数为：
Ki©
iR
5000*0.005*（1
0.5）
2.583
Ks44*0.33
校验近似条件的验证如下:
有电流环截止频率：
ciKi5000s
1.
PWM整流装置传递函数的近似条件
满足近似条件。
2.忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件
满足近似条件。
3.电流环小时间常数近似处理条件
是最终的ACR结构如图（2-6）所示:
图2-6ACR最终结构图
2.1.4转速调节器设计
1.电流环的等效闭环传递函数
设计好电流环后，开始设计转速环，电流环经过简化后可以视为转速环中的
一个环节，为此需要求它的闭环传递函数。
由式（2-6）知道其开环传递函数为
（2-14）
忽略高次项，可以近似为：
1
Wc（s）-
s1
Ki
近似条件为:
（2-15）
2.转速调节器结构的选择
等效为:
这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等
效成只有较小时间常数的一阶惯性环节。
用电流环的等效环节代替图2-3中的
电流环后，整个转速控制系统的动态结构图便如图2-7所示。
和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环，同时将给定信号
*
改成Un（S）/，再把时间常数为1/Ki和Ton的两个小惯性环节合并起来，近似成一
个时间常数为的惯性环节，其中
（2-17）
为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该
包含在转速调节器ASR中，现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型n型系统，
这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。
由此可见，ASR也应该采用PI
调节器，其传递函数为：
其中
上述结果所需要服从的近似条件归纳如下:
对于中频宽h的选择，
果不能满足系统的动态性能要求则做适当的调整。
4.转速调节器的实现
含给定滤波和反馈滤波的PI转速调节器原理图如图2-8所示，图中U；为转
速给定电压，Un为转速负反馈电压，调节器的输出时电流调节器的给定电压Ui*。
其电路结构与电流调节器雷同，RR2R3R4Ro/2，GC2Co。
图2-8含给定滤波与反馈滤波的PI转速调节器
电阻电容的取值如下：
K空
nR0
（2-26）
nR5C3
（2-27）
1
TonR0C0
4
（2-28）
根据以上讨论，本设计中的
ASR设计如下：
电流环等效时间常数为1/K|，前面已经选择K|Ti0.5,则有
—2Ti2*0.0001
Ki
0.0002s
转速滤波常数Ton根据测速发电机的纹波情况，取
T°n0.001s
0.001s0.0012s
1
于是转速环小时间常数Tn一Ton0.0002s
Ki
由式（2-24）得:
由题意可以算的:
于是由式（2-25）就可以得到:
F面验证近似条件是否满足:
电流环传递函数简化条件为
满足条件
转速环小时间常数近似处理条件为
取R010k
满足条件
下面开始计算实现电路所需要的电器元件的取值
R5KnRc
102.41*10k
1024.1k
，取1M
4T°n
C0
R。
_n_
R5
0.006F6厂1*10
4*0.001
10*103
6*10
9F6nF
F0.4*106F0.4
取6nF
F,取0.4F
IM
6rJ
根据h5可以得知，转速超调n37.6%，这显然是不满足设计要求的
是实际上由于突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按
退饱和的情况重新计算超调量。
设理想空载启动时负载系数z0，过载系数一般取
RRaRrec1.5
nN
RIn
Ce
1.5*37
0.133
417.3r/min，n*1450r/min，Tm
Tn0.0012s，当h5时，查表可知
Cmax/Cb81.2%于是有:
n2（-^^）（z）2*81.2%*1.5*4173*0.00120.0121.2%
CbnTm14500.07
但
ASR
1.5，
0.07s，
8%
这显然是符合题目要求的。
下面考虑系统在满足稳态性能要求的时候稳定运行:
由上述过程已经有:
Ce
UnlN*Ra
nN
23037*1.0
1450
0.133
nopnN417.3r/min
F面还可以计算出闭环速降为：
nNS
D（1s）
1450*0.02
10*（10.02）
2.96r/min
所以有系统开环放大系数应满足:
K
417.3,
1
2.96
140
而若要系统稳定运行则应有:
KTm（TlTs）Ts2
TTs
0.07*（0.0050.00006）0.000062118068
0.005*0.00006.
显然K的取值同时满足稳态性能指标和稳态运行的要求。
由以上过程可知，在满足静差率s2%和调速围D10的条件下系统可以实现稳态运行，同时满足转速超调n8%和电流超调i4.3%5%的要求。
另外由表2-1
可知，当卫Q.°05S50即m丄时，可以推断动态速降一定是满足n10%的。
Ti0.0001s50
表2-1典型I型系统动态抗扰性能指标与参数的关系
m
1/5
1/10
1/20
1/30
△Cmax/Cb*100%
55.5%
33.2%
18.5%
12.9%
tm/T
2.8
3.4
3.8
4.0
tv/T
14.7
21.7
28.7
30.4
对于ACR为典型I型系统，可以近似计算调节时间：
ts16T6Ti6*0.00010.0006s
对于ASR为典型II型系统，调节时间满足的关系可以由表2-2知道，当取h5
时调节时间ts29.55T9.55Tn9.55*0.00120.01146s
表2-2典型II型系统阶跃输入跟随性能指标
h
3
4
5
6
7
8
9
10
CT
52.6%
43.6%
37.6%
33.2%
29.8%
27.2%
25.0%
23.3%
tv/T
2.4
2.65
2.85
3.0
3.1
3.2
3.3
3.35
ts/T
12.15
11.65
9.55
10.45
11.30
12.25
13.25
14.20
k
3
2
2
1
1
1
1
1
所以有总的调节时间tsts1ts20.0006s0.01146s0.01206s。
这个时间远远少
于1s所以该系统的所有稳态指标和动态指标都满足题意。
2.2系统其他部分设计
2.2.1IGBT驱动器的设计
本设计采用了集成芯片EXB841作为隔离栅双极性晶体管（IGBT）的基极驱动器°EXB841是混合IC，能驱动高达400A的600VIGBT和高达300A的1200VIGBT由于驱动电路信号延迟不大于1us，因此此混合IC适用于高约40kHz的开关操
作。
其引脚功能如下（引脚图如图2-10所示）：
图2-10EXB841引脚图
15
+20V|
图2-11EXB841的实际应用电路
222转速与电流检测电路
222.1转速检测电路
与电动机同轴安装一台测速发电机，从而引出与被调量转速成正比的负反馈
电压Un，与给定电压Un相比较后，得到转速偏差电压Un输送给转速调节器。
测速发电机的输出电压不仅表示转速的大小，还包含转速的方向，测速电路如图
2-12所示，通过调节电位器即可改变转速反馈系数。
升级会员 