此时，ISEN端上的电压超过0.8V，然后长期保留在0.75V以上。
8PINDELAY过流的延迟关断。
从此端接一电容及电阻到GND，设置IC关断前的过流最大时间以及IC重起动之后的延迟，每个时段ISEN端电压超过0.8V时,电容就由部150ua电流源发生器来缓慢放电。
如果此端电压达到2V，软起动电容就完成放电，开关频率被推到最大值。
150uA电流源总保持开启，在此端电压超过3.5V时，IC即停止开关。
部电流源也关断，此端电压衰减由外部电阻放电完成。
IC在其电压降至0.3V以下时重新软起动。
用此方法在短路条件下，变换器用非常低的平均输入功率间歇式工作。
3PINCF定时电容。
从此端接一电容到GND，用于部电流发生器的充电及放电，用接到4PIN（RFmin）的外部网络调节此部电流发生器，从而决定变换器的开关频率。
4PINRFmin最低振荡频率设置。
此端提供预置的2V基准，用一支电阻从此端接到GND，以决定设置最低频率的电流。
用调频的闭环反馈调节变换器输出电压。
光耦的光电三极管通过一支电阻接到此端，电阻值将设置最高工作频率。
一个R-C串连从此端接到GND,以设置从起动到稳定工作的频率移动围，并防止过冲。
5PINSTBY猝发模式工作阈值。
此端检测反馈控制环的电压，并与部1.25V基准比较，如果此端电压低于基准，IC即进入空载的状态。
其静态电流即减下来，芯片在此端电压超过基准50mV后重新开起，软起动没有实行。
这个功能在负载降到几乎空载时完成猝发模式工作。
此负载水平可用接在光耦到RFmin端的电阻来调节.此端到RFmin在不使用猝发模式工作时可短接。
6PINISEN电流检测输入。
此端检测初级电流，可用一电阻或一电容分压器做无损检测，此输入无部逐个周期式控制。
因此电压信号必须滤波以得到平均电流信息。
在其电压超过0.8V阈值时，软起动电容接到1PIN，部放电，频率增加以限制功率通过量。
在输出短路时，其通常接近初级的恒定峰值电流，这个条件允许由2PIN设置，令电流保持在建起值而不管频率的增加。
第二个比较器在1.5V基准时锁住器件令其关断，使消耗降到起动前水平。
然后信息被锁住，必须到下一周期IC的电源电压使能，令其重新起动，闩锁被移去。
此时,Vcc端电压达到UVLO电压阈值以下。
若此功能不用，将此端连接到GND。
7PINLINE线路检测输入。
此端用一电阻分压器接到高压输入总线端（AC或DC）作布朗输出保护。
低于1.25V时关闭IC为低消耗，并放掉软起动电容的电荷。
在其电压超过1.25V时，IC重新使能做软起动，比较时提供一个电流滞后,部15uA电流源发生器在其低于1.25V时工作，在其高于1.25V时关断。
此端要用一旁路电容到地，减少噪声干扰。
此端上的电压上限由部齐纳限制，齐纳激活时，IC也关断。
正常使用时，此端电压为1.25V～6V。
8PINDIS锁住器件关断。
在部此端接到一个比较器，在其上电压超过1.85V时，将IC关掉，并使功耗降到起动前的水平。
此信息被锁住后，必须重新给IC加电才能令其重新软起动，在Vcc电压降到UVLO阈值以下时，此闭锁才被移去，若不用要将此端接地。
9PINPFC_STOP漏极开路的PFC控制器级的ON/OFF控制，通常此端开路，用以停止PFC，用于保护或猝发模式工作。
在IC被DIS>1.85V，ISEN>1.5V，LINE>6V及STBY<1.25V关断时，此端为低电平。
在DELAY上的电压超过2V时又回到开路状态，此时电压降到0.3V，在UVLO期间它开路，如果不用它，此端悬空不接。
10PINGNDIC公共端。
低边栅驱动电流回程端及IC工作电流回流端，所有偏置元件回GND端要各自独立，为星状接法。
11PINLVG低边栅驱动输出端。
驱动能力为源出0.8A漏入0.3A。
驱动半桥电路低边的MOSFET，在UVLO时此端为低电平。
12PINVccIC供电端。
也是低边栅驱动电压，要0.1uF电容旁路到GND。
也可用一独立偏置电压供IC的信号部分。
13PINNC高压隔离端。
此端部不接电路，隔离开高压及低压部分。
14PINOUT半桥的高边驱动输出的地端，高边栅驱动电流的回流端子，PCB布局时小心，防止因接线太长出现尖刺电压。
15PINHVG高边浮动的栅驱动输出端，可源出0.8A，漏入0.3A。
驱动半桥电路高边的MOSFET，用一电阻在部接到14PIN，以确保在UVLO时此端不处于浮动状态。
16PINVBOOT高边栅驱动的浮动电源电压。
升压电容接于此端到14PIN之间，由部同步升压二极管给其电平移动，并送来驱动信号。
此专利的结构取代了通常外部加上的高压二极管。
L6599的应用注意
L6599是一个先进的双端输出专用于谐振半桥拓朴的控制器，在此变换器中，半桥的高边，低边两开关交替地导通和关断（相位差180°），也即工作在各50%占空比，虽然实际占空比即导通时间与开关周期之比略小于50%，其部有一固定的死区时间TD，将其插在一个MOSFET的关断与另一MOSFET的导通之间。
在此死区时间，两只MOSFET都关断。
这个死区时间可确保变换器正确工作，要确保实现软开关以及高频工作下的低EMI。
为了保证变换器的输出电压调整率，器件要能工作在不同的模式下，各种工作模式取决于负载条件。
见图2。
图2L6599的多个工作模式
1,在重载，中载及轻载时，弛振荡器产生一个对称的三角波，此时MOSFET的开关锁住，波形的频率与一电流相关，它去调制反馈电路，结果由半桥驱动的槽路接受由反馈环命令的频率并保持输出稳定，于是它的工作频率取决于传输特性。
2,在猝发模式下，此时为空载或极轻负载，当负载降到此值以下时，变换器进入间歇式工作，一些开关周期是在近似固定频率下工作，且由一些无效的周期间隔开，两个MOSFET都处在关闭状态，随着负载进一步减小，会进入更长的无效周期，以减小平均开关频率。
当变换器完全空载时，平均开关频率会降到几百赫兹，于是最小的磁化电流损耗随频率减下来，容易完成节能要求。
振荡器
振荡器在外部用一个电容CF调节，从3PIN接到GND，用接到4PIN的网络交替地充放电来定出，此端提供2V基准，有源出2mA电流能力，当源出更大电流时，会有更高频率，其方框电路见图3。
图3L6599的振荡器外电路
在RFmin端的网络通常包含三个容：
1，一个电阻RFmin接到此端与GND之间，它决定最低工作频率。
2，电阻RFmax，接于此端和光耦集电极之间（其发射极接GND），光耦从二次侧传输反馈信息，光电三极管将调制通过分支的电流，从而调制振荡器的频率，执行输出电压的调制，RFmax的值决定了半桥最高工作频率，此时光电三极管处在饱合状态。
3，一个R-C串联电路（Css+Rss）接于此端到GND，用来设置起动时的频率移动，注意在待机工作状态时，其贡献为0。
下面是最低及最高工作频率之间的数学关系表达式。
在CF定在几百pf或几nf区间后，RFmin和RFmax的值将按所选振荡器频率来决定，从最低频到最高频，在此频率围要能稳压。
不同的选择准则是在猝发模式工作时对RFmaz将有不同的值。
在图4中，给出振荡波形与栅驱动信号之间的关系。
在半轿的开关结点处示出。
注意，低边驱动开启时，振荡器三角波上斜，而高边驱动开启时或IC在猝发模式下开关时，低边MOSFET先导通给升压电容充电，结果,升压电容总是在充电后才令高边MOSFET工作。
工作在空载或非常轻的负载下。
图4振荡器波形与栅驱动信号的关系
当谐振半桥在轻载或空载时，它的开关频率将达到最大值，为保持输出电压在此条件下仍受控，并防止丢失软开关，必须让有效的剩余电流流过变压器的励磁电感，当然，此电流产生一些附加损耗，这防碍实现变换器在轻载下的低损耗。
为克服此问题，L6599的设计使变换器间歇工作（猝发式工作），用插入几个开关周期中给出空闲的输出，令两功率MOSFET关断，这样平均开关频率就减下来了。
结果，实际磁化电流的平均值及相关损耗也减下来了，使变换器成为节省能源的推荐品。
器件用5PIN可使其工作在猝发模式下，如果加到此端的电压降到1.25V以下，IC将进入空闲状态，此时两个栅驱动输出都为低电平，振荡器停止工作，软起动电容Css保持在充电状态，仅有RFmin端的2V基准留住以使IC有最低的消耗。
Vcc电容也放了电，IC将在此端电压超过1.25V的50mV以上时恢复工作。
执行猝发模式工作，加到STBY端的电压需要与反馈环路相关，图5示出最简单的关系适于窄输入电压围工作。
图5窄输入电压时的猝发工作模式图6宽输入电压时的猝发工作模式
实际上，RFmax由开关频率fmax定出，超出后L6599进入猝发模式工作，一旦fmax固定，RFmax即可求出：
注意：
除非fmax在前面考虑，此处fmax是结合某些负载POUTB，在最小值时的状态，POUTB由变压器峰值磁化电流足够低，不能产生音频噪声为决定。
谐振变换器的开关频率，还取决于输入电压。
因此对图5有较大输入电压围的电路，POUTB的值将变化，要予以考虑。
在此情况，推荐如图6的安排。
变换器的输入电压到STBY端，由于开关频率与输入电压的非线性关系，要更实际地找出校正RA/（RA+RB）的合适数值，这需要少量改变POUTB的值，小心地选择RA+RB总值必须大于Rc，以减小对LINE端电压的影响。
无论如何，用此电路时，它的工作可如下描述。
由于负载降到POUTB值以下，频率会试图超过调整值fmax，STBY端上的电压也将低于1.25V，IC然后停止两功率开关的驱动，于是半桥的两功率MOSFET处在关断状态，VSTBY电压会随反馈结果而增加，能量传输停止。
在其电压升到1.30V时，IC重新开始开关。
此后，VSTBY将再变低，重复能量猝发，使IC停止工作。
以这种方法变换器即工作在猝发模式，且接近一个恒定低频，随负载的进一步减小，会使频率再减小，甚至达几百赫的水平，图7示出时序图，表示出其工作种类，示出最有用的信号，用一支小电容从STBY接到GND，仅靠IC放置，减小开关噪声，实现清洁式工作。
图7L6599在不同工作模式下的时序图
为帮助设计师满足节能要求，在PFC的功率因数校正部分，因为PFC预调整器领先于DC/DC变换器工作，器件允许PFC预调整器在猝发模式工作时被关断，从而消除PFC部分的功耗约0.5～1W，也因低频时EMI的调节要参照正常负载，所以变换器在空载及轻载时没有限制观察。
为做到这一点，器件提供9PIN作（PFC_STOP）开集电极输出，通常为开路，在IC工作于猝发模式的空闲周期时，令其为低，此信号用于关断PFC控制器如图8所示。
L6559的UVLO端保持开路，以使PFC首先启动。
图8L6599关断PFC控制IC的电路
软起动
通常讲，软起的目的是为起动时逐渐增加变换器的功率能力，为防止过冲电流，在谐振变换器中，给出的功率取决于频率高低，所以软起动是采用让开关频率从高到达控制环路的限定值来做的，所以L6559变换器的软起动简单地加个RC串联电路从4PIN接到GND。
图9L6599的软起动外电路
开始时，电容Css完全放电，所以串联电阻Rss与RFmin有效地并联，结果初始频率取决于Rss和RFmin，由于光耦的光电三极管此时关断，（要等到输出电压建起反馈后）。
Css电容逐渐充电直到电压达到2V基准电压。
随之，通过Rss的电流降到0，典型为5倍的常数Rss*Css值。
此前，输出电压将紧靠稳定值，直到反馈环工作，光耦的光电三极管将决定此时负载下的工作频率。
在此频率摆动期间，工作频率将随Css电容的充电而衰减，开始时充电速率较快，随后充电速率逐渐慢下来。
这种频率非线性的变化，取决于槽路，它使变换器的功率能力随频率变化，但输出功率迅速地随其变化。
结果，随着频率线性涌动，平均输入电流是锯齿状增加，没有峰值出现，输出电压几乎没有过冲地达到稳定值。
典型Rss和CSS的选择基于下面的关系式：
此处，fstart推荐至少4倍于fmin，对Css合适的准则是相当经验的成分，以及在有效的软起动和有效的OCP之间的折衷，参照图10的时序曲线。
电流检测OCP和OLP
谐振半桥基本上是电压型控制，因此电流检测输入仅作OCP保护用。
不象PWM控制的变换器，能量流是由初级开关的占空比控制的，在谐振半桥中，占空比是固定的，能量流是由开关频率控制的，这也冲击着限流方法的实现。
此时，PWM控制的变换能量流可以用终止开关导通来限制，在检测出电流超出现有阈值即可限制。
而在谐振半桥中，开关频率即振荡器频率必须增加才能迅速关闭开关，这至少要在下一个振荡周期才能看到频率的变化，这就是说必须有效地增加频率才能改变能量有效流动，频率改变速率必须比频率自身要慢。
这样，运行中意味着逐个周期式限流行不通，因此，初级电流的信息送到电流检测输入的信号必须是平均值的。
当然，平均的时间不能太长，以防止初级电流达到或超过最大值。
图11和图12用一对电流检测表示出此特点。
电路图11是一个简单仅用一个检测电阻Rs即可以，但损伤了效率。
图12可更有效，但是在效率指标要求很高时才推荐使用。
图11用电流检测电阻的检测电路图12用并联电容检测过流的检测电路
器件提供电流检测电流输入端（6PINISEN）并给出过流管理系统，ISEN端部接到第一比较器的输入，比较参考电平为0.8V，第二比较器参考电平为1.5V，如果加到此端的外部电压超过0.8V，则第一比较器触发，使部开关开启，并放掉Css电容的电荷，这会迅速增加振荡器的频率，从而限制了能量的传输，放电直到ISEN端电压降下50mV，这样此平均时间为10/fmin的围，保证了有效频率的上升，在输出短路时，这个工作的结果接近恒定峰值的初级电流。
通常，ISEN端的电压可过冲到0.8V，当然如果ISEN端电压达到1.5V时，第二比较器将被触发，L6599将关断，并锁住两个输出驱动及令PFC_STOP端变低电平，因此关断了整个系统，IC的电源电压必须拉到UVLO以下，等到再次升到起动电平以上时，才能再起动，如果软起动电容Css太大就可能出现，所以它的放电不能足够快，或在变压器磁化电感饱合时或在二次侧整流短路时才出现。
在图11的电路中，检测电阻Rs串在低边MOSFET的源极到GND。
注意实际连接的谐振电容处，用此方法，Rs上的电压就与高边MOSFET中流过的电流相关了，在多数开关周期中都是正的。
除非谐振电流在低边MOSFET反转的时段，但此时低边MOSFET已关断，假设RC滤波时间常数至少10倍于最小的开关频率fmin时段，则Rs的近似值可用下式表示：
此处，Icrpkx是最大的流过谐振电容和变压器初级绕组的峰值电流，相应也是最低输入电压及最大负载下的电流。
图12的电路可以工作在两个不同的方法，如果电阻RA与CA相串联，且数值较小，则电路工作象一个电容性电流分压器，CA典型选在RR/100或少一些，要用低损耗型，检测电阻RB用下式计算：
CB将按RB*CB为10/fmin来选择。
如果电阻RA与CA相串时不是很小，电路的工作象一个跨过谐振电容Cr的纹波电压分压器，在运行中与通过Cr作用的电流相关，再有CA也将典型无择等于CR/100或更少一些，这个时段不必是低损耗型的，这时的RB为：
此处，CA（XCA）和CR（XCr）在这个频率条件下计算，即IcrpK=IcrpKxCB将成为RB*CB，其围为10/fmin。
无论如何，电路进入实用，Rs或RB的计算值都要考虑第一个剪切值，在经验的基础上加以调整。
在过载或输出短路时，OCP在限制初级以次级能量流上是有效的，但通过二次绕组及整流元件的输出电流在此条件下可能比较高。
如果连续出现此现象的话，会危机变换器的安全。
为防止其在任何此条件下产生的危险，通常强制变换器间歇式工作。
为了带来平均输出电流值给变压器及整流元件的热应力，这可较容易地掌握。
用L6599的设计师，可调节外部最大时间TSH，即变换器允许过载运行或在短路下运行的时间，过载或短路时间必须小于TSH，这段时间不会有任何动作，因此提供给系统具有免除短期征兆期的功能。
如果TSH超出过载保护（OLP）的过程被激活，将关闭器件。
在连续过载/短路的情况下，将用一个用户定义占空比的方法连续中断工作。
图10软起动和过流时的波形和时序图
这个功能与2PIN（DELAY）有关，借助电容Cdelay，及并联电阻Rdelay接到GND，由于ISEN端电压超过0.8V，第一级OCP比较器动作，Css放电，接通部电流发生器。
它源出150uA电流（从DELAY端）并给Cdelay充电，在过载/短路期间，OCP比较器及部电流源迅速地激活，且Cdelay将用平均电流充电。
它取决于电流检测滤波器电路的时间常数。
Css上的谐振电路的特性。
由于Rdelay的放电可忽略不计，考虑时间常数将典型地很长。
这个工作将到来，而且直到Cdelay上的电压达到2V，它定义了时间TSH，TSH到Cdelay没有简单的关系，这样它实际上由Cdelay根据经验决定。
作为运行指示，在Cdelay=1uf时，TSH将是100ms。
一旦Cdelay充电到2V，部开关将Css放电，强制连续为低电平，不去管OCP比较器的输出，150uA电流源连续导通，直到Cdelay上的电压达到3.5V，此时段为TMP。
对TMP以ms表示，Cdelay以uf表示，在此期间L6599运行在接近fstart的频率上，以便减小谐振电路部的能量，随着Cdelay上电压达到3.5V，器件停止开关，PFC_STOP端拉到低电平，还有部发生器也关断，所以Cdelay慢慢地由Rdelay放电，IC在Cdelay电压低于0.3V时再次重新起动，Tstop为：
图10给出工作的时序图。
注意，如果在Tstop期间，L6599Vcc上的电压降到UVLO阈值以下，IC会保持记忆，而在Vcc超过起动阈值后，不再立即重新起动。
如果V（delay）仍高于0.3V，还有PFC_STOP端停在低电平的时间会如V（delay）一样长地大于0.3V。
注意，在过载时间小于TSH的情况下，TSH的值在下一次过载时会变得较低。
锁死关断
器件配备一个比较器，其有一同相端引出，接于8PIN（DIS），部的反相输入端接于1.85V的基准，随着此端电压超过部阈值，IC会立即关断，其功率消耗减到一个低值，锁死信息必须让Vcc端电压降到UVLO阈值以下，这样才能复位锁住，并重新起动IC。
这个功能用于执行过热保护，从外部基准电压用一分压器接在此端作偏置，上部电阻为NTC，令其靠近发热元件，如MOSFET，或者二次侧的二极管或变压器。
OVP也可以用它来执行，用检测输出电压或经光耦传输一个过压条件即可。
线路检测功能
此功能基于停止IC。
随着输入电压到变换器时降到低于规定围，让它在电压返回时重新起动，检测电压可是整流滤波的主电压。
在此情况，即作为布朗输出保护。
也可以用PFC预调节器的输出电压保护，此功能服从于POWER-ON及POWER-OFF功能。
L6599在输入欠压时关断。
此是用部比较器完成，如图13所示，其同相输入端为7PIN（LINE），比较器反相端部接于1.25V。
如果LINE端电压低于部基准，在此条件下，软起动即被禁止，PFC_STOP端开路，IC功率消耗减下来，PWM工作重新使能状态要在此端电压高于1.25V。
比较器用一个电流滞插入形成比较器的电压窗口。
在LINE端上电压低于基准时，部1uA电流漏被激活打开，若电压高于基准，即关断。
这种方式提供一个附加的自由度，使设置ON阈值及OFF阈值成为可能，选择合适的外部电阻分压网络即可以实现。
图13线路电压检测功能电路及工作波形
参考图13，下面的关系式可以估出ON（Vinon）及OFF（Vinoff）的输入电压值。
求解RH和RL给出：
当线路欠压时被激活，无PWM。
Vcc电压连续在起动及UVLO阈值之间振荡，见图13。
加入附加的安全测量，如果此端电压超过7V，则器件关断。
如果电源电压总在UVLO阈值以上，IC将重新起动，使其电压降到7V以下。
LINE端，当器件工作时，它是一个高阻抗输入端，接到高值电阻处。
这样它倾向于抬举一个噪声，它可能改变关断阈值或给出一个不希望有的在ESD测试中出现IC关断的现象，用一支小滤波电容加到此端作旁路，用来防止任何这一类的不正常工作。
如果此端功能不用可以将其接到一个电压高于1.25V，但低于6V的地方。
高边驱动升压电路部分
浮动高边驱动升压电路部分用一个电容升压电路来完成，这个方案通常需要一支高压快恢复二极管，去给升压电容CBOOT充电，在L6599中，新的专利技术是用IC一只高压DMOS取代外部高压二极管，它工作在第三象限，由低边驱动器（LVG）同步驱动，用一支低压二极管与其源极连接。
如图14所示。
图14L6599的部升压电路
二极管用于防止任何从VBOOT端返回Vcc的电流，在部电容没有完全放电之前，可迅速将其关断。
为驱动同步DMOS，它需要一个高于电源电压Vcc的电压，此电压由部充电泵来完成（图14）。
升压驱动结构在给CBOOT重新充电时插入了电压降，它随工作频率的增加而增加，还随外部功率MOSFET的栅驱动功率增加，相当于MOSFET的RDS（ON）的压降和串联二极管正向压降之和。
在低频工作时，此压降很小，可以忽略不计，但随工作频率的升高，必须计及此压降。
实际上，此压降减少了驱动高边MOSFET信号的电压幅度，此驱动电压幅度的减少会使高边MOSFET的RDS（ON）增大，从而损耗加大。
这个概念应用于变换器的设计，在高的谐振频率时（>150KHz）,特别是高频满载时。
另一方面，在高频轻载时
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