直流无刷电机硬件设计文档.docx
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直流无刷电机硬件设计文档
硬件电路设计说明书V1
文档版本1.0
编写人：
彭威
编写时间：
2015-06-10
部门：
研发部
审核人：
审核时间：
1.引言
1.1编写目的
本文档是无刷直流电机风机盘管电源电路及控制驱动电路的硬件设计说明文档，它详细描述了整个硬件模块的设计原理，其主要目的是为无刷直流电机控制驱动电路的原理图设计提供依据，并作为PCB设计、软件驱动设计和上层应用软件设计的参考和设计指导。
1.2产品背景
1.3参考资料
Datasheet：
KinetisKE02
Datasheet：
MKE02Z16VLC2
Datasheet：
MKE02Z64M20SF0RM
Datasheet：
FSB50760SFT
Datasheet：
TNY266
Datasheet：
FAN7527
2.硬件电路概述
2.1电源部分
电源部分主要功能是提供400V直流电供给电机，另外提供15V直流电给电机驱动芯片供电。
采用反激式开关电源设计。
2.1.1总体方案
设计一款100W驱动开关电源。
给定电源具体参数如下：
（1）输入电压：
AC85V~265V
（2）输入频率：
50Hz
（3）工作温度：
-20℃~+70℃
（4）输出电压/电流：
400V/0.25A
（5）转换效率：
≧85%
（6）功率因数：
≧90%
（7）输出电压精度：
±5%
系统整体框架如下
如图所示为电源的整体架构框图，主要目的是在输入的85~265V、50Hz交流电下，输出稳定的恒压电机驱动直流电。
由图可知，电源电路主要包括了前级保护电路模块、差模共模滤波模块、整流模块、功率因数校正模块、DC/DC模块。
其中EMI滤波电路能够抑制自身和电源线产生的电磁污染，功率因数校正电路采用Boost有源功率因数校正，用电压环、电流环双环闭环进行控制。
DC/DC模块采用光电耦合将原边和副边进行反馈，控制了开关管的开通和关断，保持电压稳定在15V。
2.1.2系统接口
接口
描述
对应原理图
接口形式
电源输出接口
输出400v，15v以及调速电压
P2
2.2控制驱动电路
控制驱动电路主要用于控制电机转速，使直流无刷电机按照设定速度平稳安静运行。
控制方案采用开环控制，驱动方式采用方波驱动。
2.2.1控制系统整体框架如下：
控制电路模块控制芯片采用飞思卡尔半导体公司的32位微控制器MKE02Z16VLC2，该芯片基于ARM结构体系的Cortex™-M0+内核，其中的FlexTimer/PWM（FTM）模块为电机控制提供了很方便的接口，方便控制输出pwm控制电机转速。
控制方案采用有传感器开环控制，传感器采用霍尔传感器检测电机转速。
驱动电路芯片采用FSB50760SFT，该芯片将MOSFET集成在芯片内，减少了控制电路的大小，同时，芯片内部还集成了温度传感器，当温度过高时，控制芯片将停止输出PWM信号，电机将自动停机。
控制驱动板上留有5个接口，分别是VM,GND,VCC,VSP,FG，其中VM是310V输入接口，VCC为15V输入接口，VSP为调速接口，根据VSP输入电压大小来调节电机转速，FG为电机转速输出接口。
2.2.2系统接口电路
接口
描述
对应原理图
接口形式
UART
串口通信
J1
2.54mm间距插针
SWD
程序下载调试
J2
2.54mm间距插针
Power
电源接口
PIN6
2.54mm间距插针
3．硬件系统详细设计
3.1电源部分PFC电路详细设计
电源电路总体电路图见附件1。
分析各电路模块，进行具体设计并分析其工作原理，具体电路包括输入端保护电路、EMI滤波电路、AC/DC整流桥、BoostPFC电路、高频变压器的设计、反馈控制电路模块、恒压输出电路等，并设计元器件参数和型号选择。
3.1.1输入保护电路设计
设计输入保护模块如图4.1所示，主要有过流保护、过压保护。
图中F1为熔丝管，熔丝管熔点低，电阻率高，熔断速度快，成本低廉，当开关电源产生短路，电流要是超过了熔断电流，熔丝管将会熔断。
起到过电流保护的作用，选用3A/250V。
图中VTR为压敏电阻，压敏电阻值随端电压而变化，对过电压脉冲响应快，耐冲击电流能力强，漏电小，温度系数低，吸收浪涌电压，防雷击保护，起到过电压保护的作用，选用14D471K。
图中NTC是负温度系数热敏电阻器，热敏电阻器电阻值随温度升高而降低，电阻温度系数一般为-（1-6）%/℃，采用热敏电阻，瞬间限流效果好，由于电源的启动并运行，电阻发热量较大，热敏电阻器的阻值能够迅速减小，功耗能够降低。
其主要作用是防止通电瞬间出现过流现象，选用T5D-11。
3.1.2EMI滤波器设计
一般抑制电磁干扰主要为差模和共模干扰。
差模干扰产生于两条电源线之间，信号相对参考点大小相等，方向相反；共模干扰产生于电源线和大地之间，信号相对参考点大小、方向都相同。
由于两种干扰是同时存在的，并且共模比差模更容易引起电磁干扰，所以在开关电源设计EMI滤波器主要还是抑制共模干扰信号。
电路中包括共模电感、电容C1、C2为Y电容,选取3300Pf/1Kv的瓷片电容,C3、C4选取安规电容0.33u/275v。
泄放电阻R1、R2用于防止断电后C3电容放电至电源接口。
L共模电感是在一个磁环上，绕着匝数相同、方向相反的两个绕组，当共模信号电流流过时，线圈上的磁场增强，对共模信号产生了很大的感抗，起到了很大的抑制作用。
共模电感选型UU10.5-10mHmin-1.0A。
3.1.3整流电路设计
整流桥电路如下图所示：
经整流桥输出后电压为310v直流电，当输入电源的正半周，D1、D3导通，D2、D4截止，在输出的电压上形成上面正电压下面负电压的半波整流电压，当输入电源为负半周时导通和截止状态相反，即D2、D4导通D1、D3截止，同理得到另一半波整流电压，于是得到一个与全波整流相同的电压波形。
整流桥选型为GBJ2508。
3.1.4功率因数校正电路
功率因数校正采用飞兆半导体公司推出的高集成度电源芯片FAN7527B，该芯片工作时电流小，最大不超过8mA，VCC启动门限为12V，关闭电压最大值是9V，启动电流典型值为60μA最大不超过100μA。
采用8引脚的DIP和SOP封装，其引脚排列如图所示，引脚功能介绍如表所示。
序号
引脚
功能
1
INV
放大器的反相输入端，电压经过电阻分压2.5V到此管脚
2
EA_OUT
放大器的输出端，与INV端口连接电容形成补偿网络
3
MULT
乘法器的输入端，与整流输出的分压电压连接
4
CS
PWM比较器输入脚。
采样MOS管的电压值，连接于比较器，内置的滤波器减小高频噪声
5
IDET
零电流检测端
6
GND
地
7
OUT
驱动输出。
推挽式输出可以驱动开关管的最高电流为500mA
8
VCC
芯片电源端
3.1.5FAN7527B工作原理分析
（1）启动过程
在接通电源瞬间，电容C6通过电阻R1实现充电。
当电容的电压值升高到芯片的启动电压后，芯片导通，并驱动开关管。
在芯片导通后，随着电流的增加电容开始放电。
在电容C上的电压降低过程中，电感器上的感应电压通过二极管D的整流作用，连接到Vcc脚，使Vcc升高到所需要的电平。
（2）过电压保护和误差放大器
PFC输出电压Vo经电阻进行采样，送入电压误差放大器的反相输入端，误差放大器同相输入端有2.5V的基准电压。
放大器输出与乘法器相连，控制器的外部有电容电阻等零极点补偿元件。
误差放大器的输出有1.8V的参考电压实现过电压保护，当负载出现异常，误差放大器输出端电压幅值低于1.8V，过电压比较器被触发，驱动器将被关闭。
（3）乘法器
乘法器是整个功率因数校正器的核心，它为内部的电流回路提供参考电流，用来控制转换器的输入电流（经整流后），使电路产生所期望的幅值和波形，并得到高的功率因数。
设乘法器的增益为K，输出电压如下所示：
其中Vm1为3脚的采样电压，用分压电阻获得，Vm2为误差放大器的输出，Vref为基准电压。
由于输入电压的波形是正弦电压，Boost电感的峰值电流保证在每时刻都跟踪输入正弦电压的波形轨迹，促使输入的电流相位和波形与输入的正弦电压相同。
（4）电流感测比较器
流过开关管的电流在电流采样电阻上转换为电压值加到芯片的4脚上，如果4脚上的电压大于电流感测比较器的门限，则停止驱动开关管的PWM信号。
（5）零电流检测器
FAN7527B采用峰值电流模式进行控制，零电流检测使得开关管导通，采用Boost电感的峰值电流达到门限值而将开关管关断。
电感电流降至零时，通过FAN7527B的5脚Idet的电感器副绕组电压极性的反转进行检测，进行PWM控制，使MOSFET再次导通。
当电感电流沿向上的斜坡从零增加到峰值之后，MOSFET关断，直到电感电流下降为零。
（6）驱动输出
FAN7527B包含一个图腾柱（带高电平钳位）的输出级，专门针对功率MOSFET的直接驱动而设计的。
输出能力高达500mA峰值电流，典型的上升和下降时间分别为130ns、50ns。
3.1.6BOOSTPFC主要元器件参数设计
（1）功率因数校正电路的主要指标
额定输出功率：
在考虑效率的前提下，电路额定输出功率设为Pout=100W
宽电压输入：
Vin=85Vac~265Vac；
电网频率：
50Hz；
输出电压Vo：
Vomax=400V；
效率η：
90%；
功率因数：
0.98；
输出最小电压：
Voutmin=150V；
开关频率的最小值：
fswmin=34kHz；
PFC输出电流有效值为：
输入最大功率
输入平均电流
升压电感峰值电流
电感L最大电流有效值
BOOST升压电感设计
方案采用Boost电感在电流连续模式下，其电感值与输出功率、最小开关频率有关系，其具体公式如下：
开关周期Ts为：
当sinwt=0时，开关周期最大，由上式得电感L表示式为：
代入数据L=660uh升压电感器L的线圈匝数为：
流过mos管最大电流：
实际取值60匝，辅助绕组计算
计算得Naux=4.2，实际取值5匝。
3.1.7输出电容的设计
输出滤波电容的选择需要考虑PFC电路直流输出电压、保持时间、输出电压纹波。
通常输出滤波电容可以选用铝电解电容，铝电解电容工作范围宽、耐较大纹波电流、低漏阻、寿命长。
输出电容的数值由下式决定：
实际取值为220uH
3.1.8输出采样电阻的设计
电压误差放大器正向输入电阻的选择，PFC的输出电压，经过取样电阻的采样，送到FAN7527B的1脚INV，与基准电压2.5V进行比较。
计算公式如下：
计算得R3=1.2M，R6=10K
3.1.9乘法器电阻及零电流检测电阻的选择
电源输入的交流电压经全波整流，经过R5、R13进行采样，采样后的电压值连接于3脚MULT。
通过全波整流后的最高峰值电压为374v，因此可得：
取R5=1.5M，则R13=15K
零电流检测电阻的选择，零电流需要小于3mA，因此其计算如下：
实际取值为22K
3.1.10电流检测电阻
电流采样电阻把MOSFET电流转换成电压形式，连接于电压误差放大器的正向输入端，反向输入为乘法器的输出，电流误差放大器的输出连接RS触发器，控制输出。
计算公式如下：
计算得R<0.7Ω，设计取为0.39Ω/1W。
3.1.11功率开关管和二极管的选择
当功率开关管关断时，其源漏极耐压为：
Vdss>1.2*V0=1.2*390=468v
实际取值为耐压值600v
流过开关管的最大平均电流IQrms：
代入计算得到流过其最大电流为1.2A，故选取场效应管的型号为MTP6N60E。
源漏极耐压Vds=600V，额定电流为6A。
由于开关频率相对较高，整流二极管需要采用超快恢复二极管、快恢复二极管或肖特基势垒整流二极管。
二极管的耐压至少为500V，由于电感的峰值电流ILpk=2.34A，设计的工作频率为50kHz，选用超快恢复二极管UF5408，其IF=10A，VF=0.95V，VRRM=1000V，trr（max）=35ns。
3.2DC/DC变换
3.2.1芯片介绍
TNY266P 是一款10 W高效小功率隔离式开关电源用集成电路，该系列产品包括TNY264P/G，TNY266P/G，TNY267P/G，TNY268P/G，共8种型号。
该芯片内包括一个耐压700V 的功率MOSFET 开关管、和电源控制器及保护电路组成。
控制方式不同于传统的PWM 型开关电源，采用简单的开/关控制输出电压，瞬态响应时间比传统的PWM型快，具有欠压保护功能。
其外形图如下：
3.2.2芯片各个引脚的功能
BP引脚：
电源接入引脚，连接一个0.1uf的旁路电容，当电压高于5.8V时芯片启动。
漏极-D：
D是连接到内部功率MOSFET的漏极引脚、提供启动和工作电流。
源极S：
S脚是连接到内部MOSFET的源极，是控制电路的公用点，4个S源极在内部是相连通的，它们被划分成两组，其中2个S端须接控制电路的公共端，另2个S（HVRTN）端则接高压返回端。
EN/UV引脚：
接在直流输入高压电源和EN/UV引脚间的外接电阻是用作监测直流输入电压的，当电压低于设定值时，欠压检测电路就将旁路端电压UBP从正常值5.8V降至4.8V，强迫功率MOSFET关断，起到保护作用。
当输出MOSFET关断时，5.8V稳压器通过漏极电压抽取电流将旁路引脚上连接的旁路电容充电至5.8V，当MOSFET导通时，TinySwitch-Ⅱ消耗存储在旁路电容中的能量；另外，TinySwitch-Ⅱ中还有一个6.3V并联稳压器，当电流经外部电阻注入旁路引脚时，稳压器将旁路引脚电压箝位在6.3V，这样能方便地通过偏置绕组对TinySwitch-Ⅱ外部供电，将空 载功耗降至约50mW。
3.2.3电路分析
（1）启动电路
变压器副边绕组给VCC外接电解电容C充电，当Vcc端子电压上升至动作开始电源电压Vcc（on）=5.8V后，芯片开始动作。
（2）阻容吸收电路
阻容吸收电路的作用是当功率开关管截止时，反激变压器原边的漏感能量不能转移到副边，其能量通过二极管D给电容C充电，然后用箝位电阻R消耗这部分能量。
此方法能够减少开关管的电压应力。
（3）定电压控制电路
负载变轻时，随着输出电压上升，2次侧误差放大器的反馈电流增大。
此电流通过光藕由FB端子流出，使得FB端子电压下降。
由这个FB端子电压生成FB比较器目标电压VSC，然后与S/OCP端子电压的漏极电流的峰值检测信号VR1（电流检测电阻ROCP两端电压）进行比较，当峰值电压达到目标电压时，MOSFET关断，从而减小漏极电流的峰值，抑制输出电压的上升。
当负载加重时，动作过程相反。
FB比较器目标电压增加，使得漏极电流峰值增大，抑制了输出电压的下降。
这样，通过控制反馈电流与漏极电流，实现定电压控制。
一般情况下，电流模式控制时，当MOSFET导通瞬间会产生急剧的放电电流，可能导致FB比较器以及OCP电路动作，从而使MOSFET关断。
为防止这种现象发生，此芯片内置了LEB功能，忽略了MOSFET导通瞬间产生的漏极放电电流，此
LEB时间设计值为tON（LEB）=400ns。
3.2.4DC/DC变换元器件设计
（1）变换器电路的技术指标
前级PFC的输出电压：
VO（PFC）=400V；
额定输出电压：
Vo=15V；
额定输出电流：
Io=0.5A；
输出功率：
Po=10W；
转换效率：
η=85%；
（2）箝位电路设计
反激变换器中变压器原边漏感的存在，会在功率管源漏两端形成较大的电压尖峰，很容易击穿功率管。
为了防止功率管的击穿，需要增加箝位电路。
箝位电阻R为：
R消耗的功率：
箝位电路损耗的功率：
Ip（PK）为原边电感峰值电流，VOR是反射电压，LS为漏感，fS是工作频率。
在理想情况下，一个开关周期中，箝位电路损耗的能量等于电阻R消耗的功率，所以有P=Pclamp，由上面的公式可以得到电阻R：
开关关断时，存储在漏感中的能量转移到电容C中，因此有：
Ip（PK）是原边的峰值电流，VC0是箝位电容C的初始电压值，取为零。
所以有C：
由于开关管Q是在较高的频率时工作的，因此二极管D的选择也很重要，当二极管的反向恢复时间较大时，其就会跟不上开关管的开关速度，电压尖峰吸收的效果不好。
当二极管的反向恢复时间较小时，才能满足开关速度的要求。
一般情况下RCD箝位电路的二极管选择超快恢复二极管。
实际中选取MURS160T3。
（3）反激变压器设计
反激式变压器在开关电源中起到隔离和电感储能的双重作用，开关管开通时，变压器原边绕组有电流流过，由于副边绕组的极性与原边绕组相反，因此感应出与原边电压极性相反的电压，由于二极管的单相导电性，副边绕组没有电流流过，反激式变压器的原边绕组就等效为一个电感，能量被存储在电感中；开关管关断时，二极管正向导通，反激式变压器把存储在原边绕组中的能量通过电磁感应传递到副边绕组中。
反射电压VOR是由变压器副边反射到变压器原边的电压。
它决定了变压器的匝比和功率管承受电压的大小。
当原边开关管关断时，漏极上承受的电压最大，此时漏极电压为：
其中VDSS为开关管漏极上承受的电压，ΔV为电压裕量，由开关管关断时原边漏感产生的电压尖峰大小决定。
准谐振工作模式下，为了降低开通损耗，VOR取值比传统PWM反激电路大，开关管通常选择800V的MOS，则反射电压满足关系式：
代入参数可得：
VOR<=240v
当MOS管关断时，副边整流二极管承受的反向电压最大，其值为：
设副边选用耐压值为200V的二极管，则：
设计中选取VOR=150V。
最低开关频率fs在变压器设计中至关重要，选择太高会使电路开关损耗变高，选择太低会使致变压器尺寸变大，设计中选择最低开关频率100kHz。
最大占空比Dmax，根据磁链平衡，准谐振模式下开关管的最大导通占空比由下式得：
式中tF为原边电感与漏极寄生电容谐振时间的一半，选为1μs。
代入计算后电路的最大占空比为0.26。
变压器的各个参数计算如下：
（1）原副边匝数比
在变压器的设计中，反射电压和输出电压决定了匝数比：
式中VOR为150V，Vo为15V，VF为副边整流二极管压降为1.5V。
则n=6.1，取整数为6。
（2）原副边线径选取
在反激变压器中，原边输出电流平均值为0.25A。
则峰值电流为：
代入计算，原边峰值电流为2A。
原边有效值电流为：
代入计算后，原边电流的有效值为0.9A。
根据磁势平衡原理：
所以副边峰值电流为12A.。
副边电流的有效值为：
取λ=1.2。
代入数值计算，副边的电流有效值为5.74A。
绕组线径的计算公式为：
式中J为电流密度，设计中取4A/mm2。
代入计算得原边导线为0.54mm，副边导线为1.35mm
（3）原边电感量
在反激变压器功率开关管导通的时候，原边的电压和电流采用以下关系式：
开关频率设定为100kz，计算开关管的导通时间为3μs。
代入可得原边电感600uH。
（4）原副边匝数和辅助绕组匝数
根据前面的计算，原边峰值电流为2A，Bw为0.25T，磁芯有效截面积为0.22mm2，计算得NP=107匝，实际变压器原边匝数取为110。
变压器原副边的匝数比为6，副边绕组的匝数为18。
（5）辅助绕组匝数
辅助绕组的主要功能就是给控制芯片供电，辅助绕组的电压分别为VB1=20V所以：
代入数值得Nb1=21
3.3控制部分电路
3.3.1芯片介绍
采用控制芯片是飞思卡尔半导体公司（FreescalSemiconductor）最新推出的KinetisE系列工业级32位微控制器MKE02Z16VLC2，工作频率为20MHz，功耗低，经济高效且稳定性和可靠性更高。
主要特征
（1）高性能CPU
采用基于ARM结构体系的Cortex™-M0+内核，处理器计算由3级流水线变为2级流水线，更进一步降低了功耗
提供具有DSP单指令多数据类型的32位宽指令，且支持32位×32位乘法器嵌套中断向量控制器（NVIC）降低中断延迟时间并且能更加高效处理后续中断
（2）系统模块
系统集成模块（SIM）包含了集成逻辑以及其他应用模块的配置设置
电源管理控制器（PMC）提供三种模式：
运行、等待、停止，以优化能耗
带独立时钟源的16位可编程看门狗定时器
（3）存储器及存储接口
64KB可执行程序代码的非易失性闪存存储器
按字节获取的256BEEPROM
4KB片上数据RAM
闪存管理器（FMC）管理设备和32位片上闪存间的接口
（4）时钟
振荡器（OSC）连接晶体或陶瓷谐振器为MCU提供参考时钟，频率范围为31.25kHz至39.0625kHz或4MHz至20MHz
内部时钟源（ICS）包含一个带内部或外部参考时钟的锁相环，温度范围在0℃到70℃之间变化时内部参考时钟精度修正不超过1%，温度在-40℃到105℃之间变化时误差不超过1.5%，高达20MHz
（5）人机接口
高达32个通用输入/输出（GPIO）
两个键盘中断模块（KBI）支持引脚中断检测
最多8个高电流引脚（20mA）
（6）模拟模块
一个16通道12位逐次逼近型ADC，带有内部带隙参考通道，可配置采样和转换时间，可选择的硬件触发及多种中断方式
两个模拟比较器（ACMP），支持全工作电压范围内的模拟电压输入，内含一个6位DAC和可编程参考输入
（7）定时器模块
一个6通道、两个2通道FlexTimer/PWM（FTM）
一个2通道周期中断定时器（PIT）
一个实时时钟（RTC）
（8）通信接口
二个通用异步收发器（UART）支持最高9位数据和2位停止位，可编程的波特率和中断或轮询工作方式
（9）工作特性
电压范围：
2.7至5.5V
闪存写入电压范围：
2.7至5.5V
温度范围（环境）：
-40至105℃
3.3.2控制器模块电路
MCU最小系统由MKE02Z16VLC2芯片、复位电路组成。
时钟采用内部时钟，通过MCU时钟初始化后设置系统时钟为20MHz。
3.3.3电源电路
单片机供电为3.3V，外部输入电压为15V，故需要将外部15V电压通过电源芯片转化成稳定的3.3V供单片机使用。
3.3.4采样电路
采样主要采样以下几个变量，母线电压，流过电机电流，驱动芯片温度，速度控制信号。
母线电压采用分压电阻测量，流过电机电流采用0.2欧的采样电阻采样得到，驱动芯片温度有驱动芯片内部温度传感器提供，速度控制信号是外部电压信号，通过三极管跟随电路采样电压信号。
3.3.5霍尔传感器电路
霍尔传感器的作用主要是检测电机转子位置信息，通过转子位置信号进行换向处理。
霍尔传感器芯片采用OCH147，电路图如下所示：
霍尔传感器采用15V供电，输出接上拉电阻3.3v，芯片输出信号滤波之后接入单片机处理。
3.4驱动电路
3.4.1芯
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