完整版IGBT模型总结.docx
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完整版IGBT模型总结
I.IGBT器件模型的研究背景：
实时仿真已经在汽车，航天，电子和机械制造中得到了广泛的应用，其中一个应用最广泛的就是硬件在回路。
在电压型变流器的仿真中，IGBT的建模是一个很关键的问题。
特别是模型要考虑到非线性的开关特性，电感损耗和反并联二极管的回复特性。
IGBT的离线仿真模型可以划归为两类：
系统级和器件级。
系统级的仿真模型主要包含的是电力电子期间的一些如关断电压，电流谐波
等电气特性，如在MATLAB/SIMULINK等软件使用的模型。
这些工具利用有限元数值计算如梯形积分公式，建立器件常用的离散模型。
通常可以分为以下几个开关模型：
1.理想模型；2.开关函数模型；3.平均模型。
所有三种模型在实时仿真中都有使用，并且通过一些算法在DSP和PC机上实现，如通过自动预测下变流器下一状态来减小仿真时间。
虽然，系统级的模型仿真速度比较快，但是反应器件的非线性不够准确。
器件级的模型中，主要内容包括开关的暂态特性，功率损耗，和器件的发热特性。
SABER和SPICE系列软件都是通过有限元数值计算如Newton--Raphson或者Katzenelson方法来实现器件的非线性特性。
器件级的模型十分全面，但是仿真时间较长。
通常可以划分为一下三个模型：
1.分析模型；2.经验模型；3.有
限元数值模型。
这三种模型由于计算复杂，没有一种运用到实时仿真中。
其中，分析模型是基于器件描述载流子动态的半导体物理特性。
在这种模型中，最具代
表的是Hefner模型和Kraus模型，并且已经在SABER和SPICE中所使用。
在动作模型中，IGBT的相关开关特性通过不同的方法表示出来，并且这种方法已经在离线的仿真工具EMTP中比较准确的使用。
但是，为了能够在传统的DSP
上使用，这种模型仍然需要更小的仿真步长。
II.系统级的仿真模型
2.1理想模型
引用来自论文：
Behavior-ModeSimulationofPowerElectronicCircuits
I
图1.IGBT的伏安特性曲线
IDSk
OnOff
0A
图2.IGBT的理想开关状态比如，对于三相逆变器来说
+11
“JX
1、3f5
**b1Tfc,
ia।,4^
Vdc.
上「上
、rj.
-।।
图3.三相逆变器电路拓扑
三相电压型逆变器结构如图3中所示，由6支IGBT及其反并联二极管构成，
引入A,B,C桥臂的开关变量&、Sb、Sc（Si1表示上桥臂导通，Si0表示该下桥臂导通，i=a,b,c）。
每个桥臂输出端的电压可以用各桥臂的开关变量和直流侧电压Udc表示：
UkoSkUdc;ka,b,c
（1）
UknUkoUno（ka,b,c）,其中，Uno13“°UboUco,推到可得：
Uan211Sa
1
Ubn3Udc121Sb
（2）
Ucn112Sc
在理想模型中，开关的暂态和二极管的反向恢复都被忽略。
并且，缓冲电路
和杂散分量都可以忽略。
用线性等式代替器件的非线性开关特性（用图2所示的理想状态替代图1中的实际曲线），这样加速了仿真的时间和减小了收敛性问题。
由于不需要额外的电路模拟，理想模型是最常用的。
但是，由于在仿真过程中，由于每一个开关都是单独处理，开关状态的不同将会导致不同的拓扑结构。
这样,需要系统结构的改变，特别是高频电路。
2.2开关函数模型
引用来自论文：
Behavior-ModeSimulationofPowerElectronicCircuits
在这种方法中，一个开关变流电路被一个只有可控电压源和电流源的电路替代，描述变流器外部动作。
+
%千Convertervo
B电压源输入等效电路图3.电压源输入
B.电流源输入等效电路图4.电流源输入
输入，输出的关系为:
当输入为电压源时：
其中，f（t）和g（t）为开关函数，在很多情况下，f（t）和g⑴可以相互推出
比如，对于三相电压源型逆变器来说
图5.三相逆变器电路拓扑
三相电压型逆变器结构如图5中所示，由6支IGBT及其反并联二极管构成，引IGBT的开关变量Si（S1表示IGBT导通，S1表示IGBT关断，i=1,3,5）。
仿真用开关函数与理想模型相比，仿真更快，并且可以得到和理想模型的相
同结果，在高频开关电路中仍然适用。
但是，由于不存在单独的开关，不太可能模拟检测出每个开关的电压和电流，而且如果考虑触发脉冲的死区时间，开关函
数就更不容易实现。
3.3平均模型
引用来自论文：
Behavior-ModeSimulationofPowerElectronicCircuits
在理想模型和开关函数模型中，电路如果处于高频状态，如果进一步加速仿真速度，那么开关函数模型可以通过忽略开关影响。
也就是说，只有低频的开关分量被考虑，其它的高频分量被忽略。
比如在如下的Buck电路中
后
图6.Buck主电路
开关函数f（t）变为一个直流常量，并且Buck电路输出没有谐波含量
在另一篇论文：
GeneralizedAverageModellingofFACTSforRealTimeSimulationInARENE中，作者对上述方法进行了改进。
平均模型只考虑系统不同状态的平均值，模型比实际模型更加简单。
可以通过下列式子计算：
1t,
xtTx（）d
（1）
但是，这种平均模型的局限性是对所有的系统模型并不适用。
比如，对于离
散的情况下，如果系统的平均值为0,这种方法就不再适用。
通用平均模型（TheGeneralizedAverageModelling可以通过傅里叶变换很好的解决这个问题。
x（t）xkejkt
（2）
t
其中，xk（t）TTx（）ejktd（3）
这样，可以得出系统不同的谐波。
并且，当k=0时，就是式子1中的平均模型
III.器件级模型
3.1分析模型；
这类模型主要基于求解半导体物理方程，得到器件一定条件下载流子分布和电流分布的表达式。
其中，最具代表性的是Hefner研究和开发的IGBT以为全数值点和控制模型。
Hefner模型：
弓I用论文来自：
Ananalyticalmodelforthesteady-stateand
transientcharacteristicsofthepowerinsulated-gatebipolartransistor.
3.2.经验模型；
在经验模型中，IGBT的相关开关特性通过不同的方法表示出来，并且这种方法已经在离线的仿真工具EMTP中比较准确的使用。
这类模型完全抛开IGBT的工作原理，用各种不同干的方法去拟合IGBT的测试数据或曲线。
但是，为了能够在传统的DSP上使用，这种模型仍然需要更小的仿真步长。
比如在论文：
“anextendedmodelofpowerlossesinhard-switched
IGBT-inverters”中，作者提出一种通过利用曲线拟合的方法去建立IGBT的模
论文中所建立的损耗模型如下图7所示：
T1
Vdc
三D2
Il
s
U0
图7.电压型逆变器模型
由于负载端电流串联大电感，所以负载端电流近似为一个恒流源建。
整个逆
变器模型损耗有两部分，由IGBT和反并联的二极管所引起的传导损耗和开关损耗。
1T
①传导损耗为：
Pcon,x-0Uon（t）iL（t）dt（4）
其中，Pconx为器件X的传导损耗；con,x
T为IGBT的导通周期；
Uon（t）是导通压降；
iL（t）为负载电流；
把开关导通压降Uon（t）通过一个动态电阻r。
和一个常量压降U0表示出。
这样
（4）式子可以写为：
1TB一
Pcon,x-0（Uo,xr°,xiL（t）con,x）iL（t）dt（5）
其中，Uo,x为偏置电压；
r。
为器件的动态电阻；
Bconx为器件曲线拟合的常数。
con,x
②.开关损耗为：
开关损耗可以通过基极和发射极的压降Uce和电流Ic的乘积得到，但受到不
同型号IGBT影响较大。
通过负载函数的电流来计算器件的开关损耗就更为准确。
并且均可以用IGBT和二极管在开通损耗和关断损耗上，二极管的反向恢复电压
忽略
___R
（6）
Esw,xAsw,xi（t）SW，X
其中，Esw,x为器件X的开关损耗;
Bsw,x,Asw,x为器件X曲线拟合的常数;
Uqx，r°,Bsw,x,Aw,x,Bcon,x都可以测量开通电压特性，通过曲线拟合的方法
得到，开关损耗由负载电流决定。
但是这种方法只是用在不变的温度和直流连接电压上。
如果考虑到不同温度，模型可以通过下面修改为：
传导损耗为：
1T
（Ccon,1Tj
其中，Ccon,1,Ccon,2是不同温度下的常数
Tj为连接处温度
额为的参数Ccon,1,Ccon,2可以通过一系列的测试得到。
考虑到直流连接电压的改变，IGBT的开通损耗可以通过下面确定:
Esw,xAsw,xiL（t产,器尸x（8）
Ubase
其中，Ubase为直流连接电压的基本值；
Udc为直流连接电压值;
Csw,x为不同直流连接电压的引入的常数;
其中，Aw,x,Bsw,x可以通过直流连接电压基本值和不同的直流连接电压的基础上确定。
考虑到连接温度Tj影响，引入连接温度基本值Tbase,则开通损耗模型可进步写为：
其中，Lase为连接的基本温度值;
（9）
Dsw,x为不同连接温度引入的常数;
Dsw,x可以在Aw,x,Bsw,x,Csw,x确定后得出。
虽然，IGBT的损耗模型上，十分详细，但是由于迭代和算法复杂，仍然不能运用到实时仿真中去。
有限元数值模型
引用来自袁寿财著的“IGBT场效应半导体功率器件导论”
由于IGBT宽基区特性的复杂性和定量描述的困难性，这类模型通常用有限元数值计算方法对IGBT宽基区的电导调制效应进行精确求解，并结合上述的一种或多种方法，尤其是数值分析法对IGBT的整体性能进行描述。
尽管这列模型可以再Saber等软件中使用，但通常对其它的应用软件使用极为不便，从而使这种模型的应用受到限制。
总结上面的几个模型，系统级的建模，模型简单，适用于实时仿真，但是不够精确；器件级的模型，模型复杂，对IGBT建模十分精确，但是要求仿真步长很短，仿真时间要求很长，所以不适合实时仿真。
通过FPGA建立的IGBT模型
通过硬件编程语言VHDL,使仿真器简单，可靠，仿真步长为12.5ns,可以实现复杂和精确的IGBT开关信号。
㈠.在论文：
Real-TimeDigitalHardwareSimulationofPowerElectronicsand
Drives中，作者提出了基于FPGA的关于IGBT的非线性模型。
①.IGBT的电气特性为：
VCEsat（t）VCe（To）rCEic（t）（10）
其中，rCE为IGBT开通时的阻抗，"不怵⑴为集电极和发射极的阀门电压。
理想情况下的电气特性如下图8和图9所示:
图8.IGBT理想开通电气特性
注意到：
当IGBT开通时候，有一个开通延时时间td（on）,然后有一个上升时间tr；当IGBT关断时候，有一个关断延时时间td（off）,然后有一个关断降低时间tf
②VSC一相桥壁为下图所示：
图10三相VSC的一个桥臂
利用lout来判断A1,A2上下两个IGBT的开关状态。
即IGBT导通，还是反
向续流二极管导通。
控制过程为：
设IGBT（A1）的开通时间为t,开通延时时间td（on）,上升时间tr判断时刻，如果T=t,则IGBT（A1）的开关信号从0变为1,IGBT（A2）的开关信号从1变为0。
如果T0,电流Iout通过续流管D2,VoutVdsat;当
T=td（on）+t,Iout>0,Iout开始流过IGBT（A1）,A1导通，VoutVdcVCEsat;当
i
通状态（死区），Vout-Vdco2
B.FPGA实现的功能图:
图11FPGA实现三相VSG桥臂
A1,A2开通控制和死区时间：
这个FPGA模型通过计数器，设置A1的死区时问，对A1发出开通信号，由死区时间计数器直接实现对A1和A2的同时控制,而不是单独对A1和A2产生开通信号。
四象限运行和输出电压3通过对lout和IGBT时间常数丁£工（00）工工5）的共
同作用下，判断出四象限运行已经输出端电压Vout。
判断方法和VSC模型中相同。
（2）在另一篇论文：
FPGA-BasedReal-TimeEmulationofPowerElectronic
SystemsWithDetailedRepresentationofDeviceCharacteristics中,作者基于FPGA建模，提出了一种器件级的实时仿真模型。
作者通过经验模型，经过曲线拟合建立，首先通过IGBT的实验参数中获得
开关特性参数，然后把测量得到的数据用硬件描述语言作者建立的模型。
VHDL实现。
下面介绍
电路参数：
Lp2.46uH,Cp7.8nF0L=250mH减小在二极管反向恢复
Lp,Cp之间的谐振，C=1800uF吸收二极管反向恢复的能量。
IGBT2是测试的器
件，流经电流由负载决定。
图13.IGBT的开关特性和损耗
图13为典型的Vceic的IGBT开关特性和IGBT的开关损耗
图14.IGBT开通暂态特性
图14为IGBT的测量的开通暂态特性。
从图中可以看出，当IGBT导通，初始有一个时间延时td（on）,（同样当门级和发射极电压Vce开始下降也有一个时间延
时td（on））,然后当电流ic开始上升时候，达到峰值，中间有一个上升时间tr的时
问问隔（同样门级和发射极电压Vce开始下降）。
10%的ic峰值到90%的ic峰值之
间的时间间隔为上升时间
0
图15.IGBT关断暂态特性
图15为IGBT的测量的关断暂态特性。
从图中可以看出，当IGBT关断，初始有一个时间延时td（on）,（同样当门级和发射极电压Vce开始上升也有一个时间延
时td（on））,然后当电流ic开始下降时候，达到峰值，中间有一个下降时间tr的时
问问隔（同样门级和发射极电压Vce开始上升）。
90%的ic峰值到10%的ic峰值之
间的时间间隔为上升时间
000clo
00306-ofl
>置豆口
-1200
610
Hme（s）
1416
x1O-T
图16.测试得出二极管的曲线
图16为反并联的二极管的测试电气特性。
反向恢复时间trr为从10%的二极管电压Vd到10%的二极管反向恢复电流Irr。
当测试IGBT经过一个开通延时
td（on）,二极管的电流Id开始减小知道达到峰值电流Irr,然后再开始逐渐减小。
在实验得出的电流和电压的上升和下降时间都是相对不变的，并且都与最后
的大小成比例关系。
基于这种特性，每一个单位的特性都可以得到并且存储在FPGA中。
在实时仿真中，这些特性都可以被该时刻的电流访问，实验数据是在每0.2ns的间隔下测得。
下面是确定IGBT和二极管的损耗。
损耗分为两部分：
开关损耗和传导损耗。
开关损耗是在器件开通和关断时候的能量损耗，这些损耗与开关的频率有关，在PWM整流器高频状态下，这些损耗需要被考虑进去。
开通和关断损耗可以通过下式计算得出：
功率损耗为：
Psw（t）Vce⑴ic⑴
（1）
t1
能量损耗为：
Esw（t）tVce（t）ic（t）dt
（2）
t0
传导损耗是器件处于完全开通和关闭时候的所造成的损耗。
功率损耗为：
Pcond（t）vce（sat）ic⑴（3）
能量损耗为：
Esw⑴Pcond（t）tcond（4）
其中，tcond
tswtd（on）
tontd（off）
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