Boost和BuckBoost变换器的设计与计算机仿真.docx
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Boost和BuckBoost变换器的设计与计算机仿真
电力电子系统的计算机仿真
——总结报告
题目：
Boost和Buck-Boost变换器的设计与计算机仿真
一、综合训练设计内容及技术要求
1.MATLAB部分
（1）熟悉Matlab使用环境。
（2）初步掌握Matlab的基本应用，包括数据结构，数值运算，程序设计及绘图等。
（3）熟悉Simulink系统仿真环境，包括Simulink工作环境，基本操作，仿真模型，仿真模型的子系统，重要模块库等。
（4）初步掌握Simpowersystems模型库及其应用。
（5）能够使用Simpowersystems模型库进行电力电子电路的仿真分析。
2．设计部分
（1）设计一个升压变压器，输入电压为3-6V，输出电压15V，负载电阻为10欧姆，要求电压连续。
根据上述要求完成主电路设计。
（2）设计一个Buck-Boost变换器，输入20V的直流电源，输出范围为10~40V,要求电感电流连续。
根据上述要求完成主电路设计，开关器件选用MOSFIT，开
关频率20KHz，负载为10欧姆。
（3）完成上述升压变化器的计算机仿真，观察输出电压电流波形、系统输入电流波形、电压电流波形的谐波情况、不同仿真条件时输入输出的变化情况、和理论分析的结果进行比较。
4.选作：
使用PSIM仿真软件完成上述仿真。
二、综合训练总结报告必须提交的成果
（1）综合训练总结报告（不少于20页，约一万字左右）需包括：
1）前言。
2）目录。
3）主电路工作原理说明。
4）主电路设计详细过程与图纸。
5）仿真模型的建立、各模块参数的设置。
6）仿真结果的分析。
7）总结。
8）参考文献。
9）体会。
（2）综合训练总结报告要求用A4页面打印，小四宋体，单倍行距，采用word默认的边距，仿真模型、模块参数设置、仿真结果等都要在总结报告中进行详细说明。
前言
电力电子学是综合应用电工理论、电子技术及控制理论等，利用电力电子（功率半导体）器件控制或变换电能，以达到合理而高效率地使用能源。
它是电力、电子、控制三大电气工程技术领域之间的交叉学科。
电力电子技术是近年来最活跃的研究领域之一。
作为联系弱电与强电的纽带，电力电子技术提供了控制电功率流动与改变电能形态的有力手段，在小至数瓦，大至数千千瓦乃至数十兆瓦的范围内都得到了广泛应用。
随着功率半导体制造技术、微电子技术、计算机技术，以及控制理论的不断进步，电力电子技术向着大功率、高频化及智能化方向发展，应用的领域将更加广阔。
开关电源由功率级和控制电路组成，功率级完成从输入电压到输出电压的基本能量转换，它包括开关和输出滤波器。
这篇报告只介绍降压–升压（Buck-Boost）功率级，不包含控制电路。
详细介绍了工作在连续模式和非连续模式下Buck-Boost功率级的稳态和小信号分析，同时也介绍了标准Buck-Boost功率级的不同变型，并讨论了功率级对组成部件的要求。
开关电源最常见的三种结构布局是降压（Buck）、升压（Boost）和降压–升压（Buck-Boost），这三种布局都不是相互隔离的，也就是说，输入级电压和输出电压是共地的，但是也存在这种隔离拓扑的变型。
电源布局主要是指这些开关、输出电感和输出电容怎么连接的。
每种布局都有它独自的特性，这些性能主要包括稳态电压转换比、输入输出电流的状态、输出电压的纹波特征，另一个主要特性就是占空比–输出电压的传输函数的频率响应。
在介绍了脉冲宽度调制（PWM）开关模型后，给出了占空比–输出电压的传输函数。
图解中显示了包括驱动电路模块在内的Buck-Boost功率级的简单原理图，功率开关Q1是以一个n通道的金属氧化物半导体场效应管（MOSFE）T，输出二极管是CR1。
电感L和电容C组成了有效的输出滤波器。
在分析过程中，考虑了电容ESR（等效串联电阻）,RC,和电感DC的阻抗，RL。
电阻R，代表了在功率输出端的负载。
1主电路工作原理说明5
1.1BUCK-BOOST主电路的构成5
1.2BUCK-BOOST稳态分析5
1.3BUCK-BOOST稳态连续导通模式分析6
1.4BUCK-BOOST稳态非连续导通模式分析9
1.5关键电感12
2主电路设计14
2.1BOOST主电路设计14
2.2BUCK-BOOST主电路设计15
3仿真模型的建立、各模块参数的设置17
3.1BOOST变换器仿真模型建立与模块参数设置17
3.2BUCK-BOOST变换器仿真模型建立与模块参数设置20
4仿真结果分析24
4.1BOOST变换器仿真波形24
4.2BUCK-BOOST变换器仿真波形25
总结27
参考文献29
心得体会30
元器件明细表31
1主电路工作原理说明
1.1Buck-Boost主电路的构成
Buck-Boost变换器的主电路与Buck或Boost变换器所用元器件相同，由开关管、二极管、电感、电容等构成，如图1所示。
与Buck和Boost不同的是电感L在中间，不在输出端也不在输入端，且输出电压极性与输入电压极性相反。
开关管也采用PWM控制方式。
Buck-Boost变换器也由电感电流连续和断续两种工作方式，但在实际应用中，往往要求电流不断续，即电流连续，当电路中电感值足够大时，就能使得电路工作在电流连续的状态下。
因此为了分析方便，现假设电感足够大，则在一个周期内电流连续。
图1Buck-Boost主电路原理图
在Buck-Boost的正常工作中，Q1在控制电路的开关时间内，重复的打开、关上。
在Q1、CR1和L的连结节点处，开关动作产生了一个脉冲序列。
电感L
跟输出电容C相连，只有在CR1导通时，一个有效的L/C输出滤波器才形成，过滤脉冲序列，产生直流输出电压。
1.2Buck-Boost稳态分析
功率级可以在连续电感器电流和非连续电感器电流模式下工作，连续电感器电流模式在稳态工作时，整个开关周期内都有电流连续通过电感器；非连续电感器电流模式是开关周期内的一部分时间电感电流为0，它在整个周期内从0开始，达到一个峰值后，再回到0.
这两种模式稍后再详细探讨，在给出额定负载情况下如何选择电感值，来保证工作在选定模式的设计指导书也会提供。
对于转换器来说，在预期工作条件下只保持希望的工作模式是很理想的，因为在两种不同工作模式下功率级的频率响应变化相差很大。
经过这些分析发现，采用n通道的功率型金属氧化物半导体场效应管（MOSFE）T，驱动电路打开场效应管（FET）时，Q1的栅极和漏极间加上
正的电压VGS（ON，）采用n通道场效应管的优势在于它的低导致电阻RDS（on），但是驱动电路就更加复杂，因为需要浮动电极。
而同样大小的p通道场效应管有较高的RDS（on），通常也不需要浮动电极回路。
晶体管Q1和二极管CR1画在点划线方框里面，终端接口标为a，p和c，这些会在BUCK–BOOST功率级模型部分详细讲到。
1.3Buck-Boost稳态连续导通模式分析
紧接着介绍Buck-Boost的稳态连续导通模式分析，这部分主要目的就是给出一个Buck-Boost稳态连续导通模式下电压转换关系的推导。
这是很重要的，因为它揭示了输出电压怎样由占空比和输入电压决定，或者相反，怎样基于输入电压和输出电压来计算占空比。
稳态说明输入电压、输出电压、输出负载电流和占空比都是固定不变的，大写字母表示出了稳态下的变量名。
在连续导通模式，Buck-Boost转换器保证每个开关周期有两个功率态，当Q1是开、CR1是关时，就是开态（ON）；当Q1是关而CR1是开时，就是关态（OFF）。
在每个状态中，当回路中的开关被等价回路所代替时，一个简单的线性回路可以用来表示这两种状态，两种状态的回路图表见图2.
a）
电流连续时有两个开关模态，即V导通时的模态1，等效电路见图2（a）；V关断时的模态2，等效电路见图2（b）。
开态的时间为D×TS=TON，其中D为由控制回路设定的占空比，代表了开关在开态的时间占整个开关周期（TS）的比值。
关态的时间叫TOFF，因为对于
连续导通模式下在整个开关周期中只有两个状态，所以TOFF等于（1–D）×
TS，数值（1–D）有时被成为D'，这些时间与波形一起显示在图3中。
图3连续模式下Buck-Boost功率级波形图
参考图2，在ON态，Q1此时为低电阻，RDS（ON，）从漏极到源极，只有很小的电压降VDS=IL×RDS（on）。
同时电感器的直流电阻上的电压降也很小，等于IL×RL。
因此，输入电压VI，减去损耗（VDS+IL×RL），就加载到电感器L两端。
在这段时间CR1是关的，因为它是反向偏置的。
电感电流IL，从输入源VI流出，经过Q1，到地。
在开（ON）态，加在电感器两端的电压为定值，等于VI–VDS–IL×RL。
通过改变图2中电流IL的极性，电感上的电流会随着所加的电压而增大。
同时，由于加载的电压通常必须为定值，所以电感电流线性增加。
图3描述了在TON时间内电感电流的增加。
在开态（ON）时间内电感电流的增量由下式可得:
量ΔIL（+）代表了电感的纹波电流，同时注意在此期间，所有的输出负载电流由输出电容C提供。
参考图2，当Q1关时，它的漏极和源极间有很高的阻抗，所以，流过电感L的电流不能瞬时的变化，从Q1转移到CR1。
随着电感电流的减小，电感两段的电压改变极性直到整流器CR1变为前向偏置，打开的时候，这时电感L两段的电压变为（VO–Vd–IL×RL），式中的Vd是CR1的前向电压降。
电感电流IL，这时从输出电容和负载电阻的组合，经过CR1到地。
注意CR1的方向和电感中电流的流向意味着输出电容和负载电阻中电流导致VO为负电压。
在关态（OFF）时，电感两端的电压为定数，且为（VO–Vd–IL×RL），为了保证同样极性的转换，这个加载电压必须是负的（或者在开态（ON）
时为极性相反的加载电压），因为输出电压为负的。
因此，电感电流在OFF态时
是减小的，而且由于加载电压必须是常数，所以电感电流线性减小。
TOFF时间
内电感电流的减小见图3.
在关态（OFF）电感电流的减小可以由下式求得:
量ΔIL（–）也代表了电感的纹波电流。
在稳态条件下，开态（ON）下的电流增加量ΔIL（+）和关态（OFF）下的电流减小量ΔIL（–）必须是相等的。
否则，在一个周期到下一个周期，电感电流就会有一个净的增加量或者减小量，这就不是一个稳态了。
所以，这两个方程必须相等，从而求出VO，得到连续导通下Buck-Boost能量转换的关系式，求解出VO:
用TON+TOF来F替换TS，并利有D=TON/TS和（1–D）=TOFF/TS，VO的稳态方程可变为:
注意在上式的化简中，用到了TON+TOF等F于TS，这只是在连续导通模式下成立的，在我们以后分析到非连续导通模式下就可以看到。
我们还发现，ΔIL的两个值相互相等的假定，等同于电感上的电压-秒曲线的平衡。
电感上的电压–秒关系是由加载在电感上的电压和加载电压的时间来确定的。
这是用已知的电路参数来计算像VO和D等未知值的最好方法，这种方法在本文中将经常用到。
电感上的电压-秒关系平衡在物理上是必须的，而且就像欧姆定律一样容易理解。
在上面关于ΔIL（+）和ΔIL（–）的方程中，输出电压默认为常数定值，在ON时间和OFF时间内没有交流纹波电压。
这是一个常用的简化，涉及到两方面的假设，首先，输出电容足够大，它上面的电压变化可以忽略；其次，由于电容等效串联电阻（ESR）造成的电压也可以忽略。
这些假设是合理的，因为设计的交流纹波电压是远小于输出电压的直流部分的。
上面VO的电压转换关系表明一个事实，就是可以通过调节电控比D来调节输出电压。
这种关系在D接近于0时也接近0，在D接近1时逐渐增加而没有限制。
一
个常用的简化就是假定VDS，Vd和RL足够小，可以忽略。
假设VDS,Vd和RL等于0，上面的式子就可以简单地看作为：
一个简单定性的想象电路工作的方法就是把电感看作是一个能量储存单元，当Q1打开时，能量加到电感器上，当Q1关上时，电感就把它储存的一部分能量输送到输出电容和负载上。
输出电压就通过设定Q1的开关时间来控制，例如，增大Q1开的时间，输送到电感的能量就增加，在Q1关时有越多的能量输出，输出电压就会增加。
不像降压（Buck）功率级，电感电流的平均值并不等于输出电流。
想知道电感电流和输出电流的关系，可以参考图2和图3，注意电感只有在能量级的关（OFF）态才向输出传送电流。
这样在整个开关周期内的电流平均值就等于输出电流，因为输出电容中的电流平均值必须等于0.
在Buck-Boost功率级的连续导通模式中，电感电流的平均值和输出电流的关系有下式给出:
或者
另外一个重要的现象就是电感电流的平均值跟输出电流是成比例的，因为电感纹波电流ΔIL是跟输出负载电流无关的，电感电流的最大值和最小值精确的跟随电感电流的平均值变化。
例如，当电感电流的平均值由于负载电流降低而减小2A时，电感电流的最大值和最小值也会随着减小2A（假定一直保持在连续导通模式下）。
现在就停止对Buck-Boost能量级在连续导通模式下电感电流的分析了，在接下来的部分描述在非连续模式下的稳态工作，主要任务是Buck-Boost能量级在非连续导通模式下电压转换关系的推导。
1.4Buck-Boost稳态非连续导通模式分析现在我们研究当导通模式从连续变为非连续，负载电流降低时会发生什么，回想连续导通模式，电感平均电流跟随输出电流变化，也即是，如果输出电流减小，电感电流平均值也会减小。
此外，电感电流的最大值和最小值也会准确的随着电感电流平均值变化。
如果输出负载电流减小到临界电流水平以下，在开关周期的一部分时间内电感电流就会变为0。
从图3的波形图中可以明显看出来这点，因为纹波电流的峰峰值幅度并不随着输出负载电流变化。
在Buck-Boost能量级，如果电感电流试图减
低到0以下时，它会停在0（因为CR1只能有单向电流通过），并保持为0直到下一个开关周期的开始。
这个工作模式就叫做非连续导通模式。
一个工作在非连续导通模式下的功率级在一个开关周期内有三个状态，相比下连续导通模式只有两个状态。
功率级在连续模式和非连续模式的分界处电感电流的条件见图4，这也是
电感电流突然降到0，而且在电流降到0时并马上开始下个开关周期的地方。
注意，图4中显示的是IO和IO（Crit）的绝对值，因为IO和IL有相反的极性。
图4连续模式和非连续模式的分界线
输出负载电流的继续下降把功率级变为非连续导通模式，在图5中说明这种情况非连续导通模式的功率级频率响应跟在连续导通模式下的频率响应非常不一样，这会在Buck-Boost功率级模型部分给出；而且，输入到输出的关系也非常不一样，会在下面的推导中看出来。
图5非连续电流模式
在开始推导Buck-Boost功率级非连续导通模式下电压转换比之前，先回想一下在非连续导通模式下工作的转换器的三种状态。
在Q1开，CR1关时，是开态（ON）；在Q1关，CR1开时，是关态（OFF）；在Q1和CR1都关时，是空闲态（IDLE）。
前两种状态跟连续模式下的是一样的，图2中显示的电路也适用，只是TOFF≠（1–D）×TS。
开关周期的剩余时间就是空闲（IDLE）态。
此外，输出电感的直流阻抗、输出二极管的前向电压降和功率型金属氧化物半导体场效应管（MOSFE）T开态下的电压降都足够小，可以忽略。
开态（ON）的时间TON=D×TS，D为占空比，由控制电路来设定，表征开关开态内的时间与开关周期总时间TS的比值。
关态（OFF）的时间TOFF=D2×TS，空闲态（IDLE）的时间就是开关周期内的剩余时间，即为TS–TON–TOFF=D3×
TS。
在图6中给出这三种时间和响应的波形。
跟前面一样，没有进行详细的解释，电感电流增加和减少的方程直接在下面给出。
在开态（ON）内电感电流的增加为:
纹波电流幅度ΔIL（+）也是峰值电感电流Ipk，因为在非连续模式下，每个周期内电流都是从0开始的。
在关态（OFF）内电感电流的减小为:
跟在连续导通模式下一样，开态（ON）的电流增量ΔIL（+），和关态（OFF）的电流减小ΔIL（–）是相等的。
所以这两个方程相等，解出VO，从而由这两个方程中第一个来解出电压转换比：
现在我们来计算输出电流（输出电压VO除以负载电阻R）。
它是在CR1导通时间内（D2×TS）整个开关周期上的电感电流的平均值。
现在我们有两个方程，一个就是刚得到的输出电流（VO除以R），一个就是用VI，D和D2来表示的输出电压。
从每个方程中解出D2，然后令它们相等，再解这个方程就可以得到输出电压的表达式VO。
非连续导通模式下Buck-Boost功率级电压转换关系为
从上面的关系式可以看出两种导通模式的主要不同，对于非连续导通模式，电压转换关系是输入电压、占空比、功率级电感、开关频率和输出负载的方程；而对于连续导通模式，电压转换关系只是取决于输入电压和占空比。
在典型的应用中，Buck-Boost功率级或者工作在连续导通模式，或者工作在非连续导通模式。
而对于一些特殊的应用，选定一个导通模式后，功率级就会维持在这种相同的模式工作。
下一部分会给出功率级的电感关系，在已知给定的输入电压、输出电压和输出负载电流的范围内，让它工作在一种导通模式。
图6非连续导通模式下Buck-Boost转换器波形图
1.5关键电感
前面对Buck-Boost转换器的分析主要是在连续导通模式下和非连续导通模式下的稳态工作。
转换器的导通模式是输入电压、输出电压、输出电流和电感值的函数。
Buck-Boost转换器设计时，一般都设定工作在连续导通模式下，负载电流都高于某个一定的水平，这个水平通常是全负载电流的5%到10%。
输入电压范围、输出电压和负载电阻通常都是由转换器规格来确定，这样电感值就成了让转换器工作在连续导通模式的可设计参数。
让转换器工作在连续导通模式的电感的最小值可以由下面的过程来确定。
首先，定义保持转换器工作在连续导通模式下的最小输出电流IO（Crit），通常是一个临界电流，这个值在图4中给出了。
因为我们要得到电感的最小值，所以用电感电流的推导更加直接。
保持连续导通模式的电感电流平均值的最小值由下式给出：
第二，计算满足上述关系的L。
为了解出上面的方程，关系式中的ΔIL（+）和ΔIL（–）都可以看作是ΔIL。
同时还要注意，ΔIL的两个关系式都跟输出电流水平无关，这里，采用ΔIL（+）。
现在代换并解出Lmin：
通过忽略小寄生电阻和二极管电压降，上面的方程可以化简为：
刚计算的电感值，就可以保证转换器工作在连续导通模式下，而且输出负载电流高于临界电流水平IO（crit）。
2主电路设计
Buck-Boost变换器的主电路与Buck或Boost变换器所用元器件相同，也由开关管、二极管、电感、电容等构成，如图1所示。
与Buck和Boost不同的是电感L在中间，不在输出端也不在输入端，且输出电压极性与输入电压极性相反。
开关管也采用PWM控制方式。
2.1Boost主电路设计
图7Boost变a换）器主电路图
2.1.1仿真参数G计算
给定参数：
名称i
取值
符号
o
输入电压：
3-6V
Vi
输出电压：
I115V
Vo
输出功率：
O
22.5W
Pot
工作频率：
100KHzb）
f
二极管压降：
0.8V
Vd
O
1）占空比的计算稳定工作时，开关周期导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减小。
当输入为3V时:
153
15
0.8
当输入为6V时:
156
0.6
因此，的取值为0.6~0.8。
2）电感量的计算：
设每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感量。
150.000001
21.5
电感量L：
2
0.610.620.000048H
L取72μH。
3）电容器的计算：
0.80.0001
1.50.00012
C取0.0003F。
2.2Buck-Boost主电路设计
i2VD
i1
IL
uo
uL
图8Bucka-B）oost变换器主电路图
2.2.1仿真参数i计1算tontoff
本电路要求输入L电压为20V，输出电压为10~40V，输出功率P为160W，开
，则
输出电流（二极o管电流）的平均值：
因为电容足够大，忽t略电容电流
b）
输入电流（电感电流）的平均值Ii=10A。
电感：
根据纹波电流为输入电流平均值的2.5%，可得在开关管导通期间电感电流的增量为ΔLi=0.502A，因此电感值
LET=0.13mH
iL
电容：
根据输出纹波电压为输出电压平均值的2.5%，可得在开关管导通期间电容电压的增量为ΔUo=2.5V，可得电容值
Io
Co=1mF
Uof
开关管的选择：
流过开关管的电流最大值
iVmaxIoUo
（1）=14A
12Lf开关管承受的最大反向电压为40V，平均值为25V，考虑一定的裕量，承受的最大反向电压为53.7V。
二极管的选择：
二极管所承受的最大电流和最大反向电压与开关管的相同，分别为14A和53.7V。
3仿真模型的建立、各模块参数的设置
3.1Boost变换器仿真模型建立与模块参数设置
图9Boost变换器仿真模型
仿真参数：
算法（solver）ode45s，相对误差（relativetolerance）1e-3，开始时间0结束时间0.1。
电源设置：
3V
电感参数设置：
0.0000072H
负载电阻设置:
15V22.5W
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