单片开关电源及PCB设计毕业论文.docx

单片开关电源及PCB设计毕业论文.docx

《单片开关电源及PCB设计毕业论文.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《单片开关电源及PCB设计毕业论文.docx（50页珍藏版）》请在冰点文库上搜索。

单片开关电源及PCB设计毕业论文

单片开关电源及PCB设计毕业论文

单片开关电源及PCB设计I

ThedesignofSingle-chipSwitchingPowerSupplyandit’sPCBI

AbstractI

目录3

第1章绪论5

1.1概述5

1.2开关电源的发展简况5

1.3开关电源的发展趋势6

第2章方案论证8

2.1概述8

2.2系统总体框图8

2.3工作原理9

2.3.1TOPSwitch-II的结构及工作原理9

2.3.2单片开关电源电路基本原理11

第3章单片开关电源的设计13

3.1概述13

3.2单片开关电源电路参数的设定13

3.3单片开关电源保护电路的设计23

3.3.1输出过电压保护电路的设计23

3.3.2输入欠电压保护电路的设计23

图3.8输入欠电压保护电路24

3.3.3软启动电路的设计24

3.3.4电压及电流控制环电路25

3.3.5无损缓冲电路27

3.3.6采用继电器保护的限流保护电路28

3.3.7IGBT驱动电路28

第4章PCB板电磁兼容性设计30

4.1概述30

4.2PCB上元器件布局31

总结41

致谢42

参考文献1

第1章绪论

1.1概述

电源历来是各种电子设备中不可缺少的组成部分，其性能优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。

开关电源（SwitchingPowerSupply）自问世以来，就以其稳定、高效、节能等优良性能而成为稳压电源的主要产品。

而高度集成化的单片开关电源，更是因其高性价比、简单的外围电路、小体积与重量和无工频变压器隔离方式等优势而成为稳压电源中的佼佼者，是设计开发各种高效率中、小功率开关电源的优势器件。

随着生产、生活中自动化程度的不断提高，开关电源也朝着智能化方向发展，由微控制器控制的开关电源将单片开关电源与单片机控制相结合，更加体现了开关电源的可靠性和灵活性。

在21世纪，随着各种不同的单片开关电源芯片及其电路拓扑的应用和推广，单片开关电源越来越体现出巨大的实用价值和美好前景。

1.2开关电源的发展简况

开关电源被誉为高效节能电源，它代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。

近20多年来，集成开关电源沿着下述两个方向不断发展。

第一个方向是对开关电源的核心单元——控制电路实现集成化。

1997年国外首先研制成脉宽调制（PWM）控制器集成电路，美国摩托罗拉公司、硅通用公司（SiliconGeneral）、尤尼特德公司（Unitrode）等相继推出一批PWM芯片，典型产品有MC3520、SG3524、UC3842。

90年代以来，国外又研制出开关频率达1MHz的高速PWM、PFM（脉冲频率调制）芯片，典型产品如UC1825、UC1864。

第二个方向则是对中，小功率开关电源实现单片集成化。

这大致分两个阶段：

80年代初意－法半导体（SGS－Thomson）率先推出L4960系列单片开关式稳压器。

该公司于90年代又推出了L4970A系列。

其特点是将脉宽调制器、功率输出级、保护电路等集成在一个芯片中，使用时需配工频变压器与电网隔离，适于制作低压输出（5.1～40V）、大中功率（400W以下）、大电流（1.5A～10A）、高效率（可超过90%）的开关电源。

但从本质上讲，它仍属DC/DC电源变换器[17]。

1994年，美国PI公司在世界上首先研制成功三端隔离式脉宽调制型单片开关电源，被人们誉为“顶级开关电源”。

其第一代产品为TOPSwitch系列，第二代产品则是1997年问世的TOPSwitch-II系列。

该公司于1998年又推出了高效、小功率、低价格的四端单片开关电源TinySwitch系列。

在这之后，Motorola公司于1999年又推出MC33370系列五端单片开关电源，亦称高压功率开关调节器（HighVoltagePowerSwitchingRegulator）。

目前，单片开关电源已形成四大系列、近70种型号的产品。

1.3开关电源的发展趋势

1955年美国罗耶（GH·Roger）发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛（JenSen）发明了自激式推挽双变压器，1964年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积和重量的下降获得了一条根本的途径。

到了1969年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了25千赫的开关电源。

目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。

目前市场上出售的开关电源中采用双极性晶体管制成的100kHz、用MOS－FET制成的500kHz电源，虽已实用化，但其频率有待进一步提高。

要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。

然而，开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生浪涌或噪声。

这样，不仅会影响周围电子设备，还会大大降低电源本身的可靠性。

其中，为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌，可采用R-C或L-C缓冲器，而对由二极管存储电荷所致的电流浪涌可采用非晶态等磁芯制成的磁缓冲器。

不过，对1MHz以上的高频，要采用谐振电路，以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波，这样既可减少开关损耗，同时也可控制浪涌的发生。

这种开关方式称为谐振式开关。

目前对这种开关电源的研究很活跃，因为采用这种方式不需要大幅度提高开关速度就可以在理论上把开关损耗降到零，而且噪声也小，可望成为开关电源高频化的一种主要方式。

当前，世界上许多国家都在致力于数兆Hz的变换器的实用化研究。

我们这次毕业设计主要是研究TOPSwitch-II开关电源以及相关的PCB设计制作，力图使电路简单且易于调试，尽最大可能的方便用户的使用。

在本次设计中，我们要掌握电路设计的基本方法和步骤，学会用计算机专用软件（Protel99）绘制电路原理图和设计制作印制线路板图，掌握标准化制图的基本规则，将理论和实践相结合，提高独立分析能力和解决问题的能力，为我们毕业后走上工作岗位打下一个良好的基础。

第2章方案论证

2.1概述

整个系统以TOPSwitch-II芯片为核心，顺序流程连接各个功能模块，完成了将普通市电转化成所需要的稳定电流和电压。

2.2系统总体框图

图2.1系统总体框图

图2.1是本开关电源结构框图，图中显示了主要电路模块，其中开关占空比控制电路是基于TOPSwitch-II型芯片的控制电路[1]。

2.3工作原理

2.3.1TOPSwitch-II的结构及工作原理

TOPSwitch-II器件为三端隔离反激式脉宽调制单片开关电源集成电路，但与其第一代产品相比，它不仅在性能上有进一步改进，而且输出功率有显著提高，现已成为国际上开发中、小功率开关电源及电源模块的优选集成电路。

TOPSwitch-II的管教排列图如图2.2所示，它有三种封装形式。

其中TO-220封装自带小散热片，属典型的三端器件，本文主要采用此种封装形式的芯片。

此外还有DIP-8封装和SMD-8封装，它们都有8个管脚，但均可简化成3个，两者区别是DIP-8可配8脚IC插座，SMD-8则为表面贴片，后者不许打孔焊接。

图2.2TOPSwitch-II的管教排列图

TOPSwitch-II的三个管脚分别为控制信号输入端C（CONTROL）、主电源输入端D（DRAIN）、电源公共端S（SOURCE），其中S端也是控制电路的基准点。

它将脉宽调制（PWM）控制系统的全部功能集成到了三端芯片中，TOPSwitch-II的部框图如图2.3所示。

主要包括10部分：

控制电压源；带隙基准电压源；振荡器；并联调整器/误差放大器；脉宽调制器；门驱动级和输出级；过电流保护电路；过热保护及上电复位电路；高压电流源。

图中Zc为控制端的动态阻抗，RE是误差电压检测电阻RA与CA构成截止频率为7kHZ的低通滤波器。

TOPSWitch-II的基本工作原理是利用反馈电流Ic来调节占空比D，达到稳压目的。

举例说明，当输出电压Uo上升时，经过光耦反馈电路使得Ic上升，从而使得D下降，Uo也随之下降，最终使Uo不变。

TOPSwitch-II器件开关频率高，典型值为100kHz，允许围为90-110kHz，开关管占空比由C脚电流以线性比例控制。

电路启动时，由漏极经部高压电流源为C脚提供工作电压Vc。

（实际电路中C脚外部应接入电容，以电容的充电过程控制Vc逐步升高，以完成电路的软启动过程），其PWM反馈控制回路由Rc、比较器A1和F1等元件组成，控制极电压Vc为控制电路提供电源，同时也是PWM反馈控制回路的偏置电压，比较器A2的基准电压设置为5.7V，当Vc高于5.7V时，A2输出高电平，与此同时PWM控制电流经电阻R与振荡器输出的锯齿波电流分别输入PWM比较器A4的+/-输入端，这时因反馈电流较小从A3反向端输入的锯齿波信号经门电路G3和G4送至RS触发器B2的复位端+在锯齿波信号和时钟信号的共同作用下RS触发器的输出端Q被置为高电平，门极驱动信号（PWM信号）经G6，G7两次反相，送到开关管F2的栅极，开关管处于开关状态，当电路启动结束时Vc升至门限电压4.7V，A2输出高电平驱动电子开关动作，控制电路的供电切换至部电源；正常工作时TOPSwitch器件通过外围电路形成电压负反馈闭环控制，调节开关管的占空比实现输出电压的稳定。

图2.3TOPSwitch-II的部框图

TOPSwitch器件具有关断/自动重启动电路功能，即当调节失控时立即使芯片在低占空比下工作，倘若故障已排除就自动重启动恢复正常工作。

在自启动阶段（控制极电压Vc低于门限电压5.7V时），控制电路处于低功耗的待命状态，此时由于比较器A2的滞回特性，电子开关频繁地在高压电流源和部电源之间进行切换，使得Vc值保持在4.7-5.7V之间。

自启动电路由一个8分频计数器完成延时功能，阻止输出级MOSFET管F2连续导通，直到8个充/放电周期完全结束后才能再次导通。

TOPSwitch器件通过预置V1m值来实现过流保护。

TOPSwitch器件部还设有过热保护电路，当芯片结温大于135度时关断输出级（MOSFET），从而实现过热保护目的。

2.3.2单片开关电源电路基本原理

TOPSWitch-II单片开关电源典型电路如图2.4所示。

高频变压器在电路中具备能量存储、隔离输出和电压变换着三种功能。

由图可见，高频变压器触及绕组Np的极性（同名端用黑圆点表示），恰好与次级绕组Ns、反馈绕组NF的极性相反。

这表明在TOPSWitch-II导通时，电能就以磁场能量形式储存在初级绕组中，此时VD2截止。

当TOPSWitch-II截止时VD2导通，能量传输给次级，刺激反击是开关电源的特点。

图中，BR为整流桥，CIN为输入端滤波电容。

交流电压u经过整流滤波后得到直流高压UI，经初级绕组加至TOPSWitch-II的漏极上。

鉴于在TOPSWitch-II关断时刻，由高频变压器漏感产生的尖峰电压会叠加在直流高压UI和感应电压UOR上，可是功率开关管漏籍电压超过700V而损坏芯片；为此在初级绕组两端增加漏极钳位保护电路。

钳位电路由瞬态电压抑制器或稳压管（VDZ1）、阻塞二极管（VD1）组成，VD1应采用超快二极管（SRD）。

VD2为次级整流管，COUT是输出端滤波电容。

目前国际上流行采用配稳压管的光耦反馈电路。

反馈绕组电压经过VD3、CF整流滤波后获得反馈电压UFB，经光耦合器重的光敏三极管给TOPSWitch-II的控制端提供偏压，CT是控制端C的旁路电容。

设稳压管VDZ2的稳定电压为UZ2，限流电阻R1两端的压降为UR，光耦合器中LED发光二极管的正向压降为UF，输出电压Uo由下式设定：

Uo=UZ2+UF+UR（2.1）

则其稳压原理简述如下：

当由于某种原因致使Uo升高时，因UZ2不变，故UF随之升高，使LED的工作电流IF增大，再通过光耦合器使TOPSWitch-II控制端电流Ic增大。

但因TOPSWitch-II的输出占空比D与Ic成反比，故D减小，这就迫使Uo降低，达到稳压目的。

反之亦然[3]。

图2.4单片开关电源典型电路

第3章单片开关电源的设计

3.1概述

开关电源因具有重量轻、体积小、效率高、稳压围宽等优点，在电视电声、计算机等许多电子设备中得到了广泛的使用。

为了进一步追求开关电源的小型化和低成本，人们不断研制成功一些复合型单片开关电源集成电路芯片。

如美国电源集成公司（PowerIntegrationsInc，简称PI公司或Power公司）推出的TOPSwitch-II器件就是其中的代表。

TOPSwitch-II器件集PWM信号控制电路及功率开关场效应管（MOSFET）于一体，只要配以少量的外围元器件，就可构成一个电路结构简洁、成本低、性能稳定、制作及调试方便的单端反激式单片开关电源。

3.2单片开关电源电路参数的设定

下面将比较详细的叙述这些参数求得过程并完成电子表格。

（1）确定开关电源的基本参数

交流输入电压最小值umin=85V

交流输入电压最大值umax=265V

电网频率fL=50Hz

开关频率f=100kHz

输出电压Uo=24V

输出功率Po=50W

电源效率η=85%

损耗分配系数Z：

Z代表次级损耗和总损耗的比值。

在极端情况下，Z=0表示全部损耗发生在初级，Z=1则表示全部损耗发生在次级。

在此，我们选取Z=0.5。

（2）反馈电路类型及反馈电压UFB的确定

我们可参照表1中的数据确定参数，因为我们采用配TL431的光耦反馈电路，所以UFB的值便一目了然。

（3）输入滤波电容CIN、直流输电压最小值UImin的确定

由表2可知在通用85~265V输入时，CIN、UImin的值都可大概确定，其中，我们确定UImin的值为90V，而输入滤波电容的准确值不能从此表中得出。

输入滤波电容的容量是开关电源的一个重要参数。

CIN值选的过低，会使UImin的值大大降低，而输入脉动电压UR却升高。

但CIN值取得过高。

会增加电容器成本，而且对于提高UImin值和降低脉动电压的效果并不明显。

下面介绍CIN准确值的方法。

表1反馈电路的类型及UFB的参数值

反馈电路类型

UFB/V

Uo的准确度/（%）

Sv/（%）

SI/（%）

基本反馈电路

5.7

±10

±1.5

±5

改进型基本反馈电路

27.7

±5

±1.5

±2.5

配稳压管的光耦反馈电路

12

±5

±0.5

±1

配TL431的光耦反馈电路

12

±1

±0.2

±0.2

表2确定CIN、UImin值

u/V

Po/W

比例系数/（μF/W）

CIN/μF

UImin/V

固定输入：

100/115

已知

2~3

（2~3）·Po值

≥90

通用输入：

85~265

已知

2~3

（2~3）·Po值

≥90

固定输入：

230±35

已知

1

Po值

≥240

我们用以下式子获得准确的CIN值：

（3.1）

在宽围电压输入时，umin=85V，取UImin=90V，fL=50Hz，tC=3ms，Po=50W，η=85%，一并带入式（3.1）求出CIN=129.69μF，比例系数CIN/Po=129.69μF/50W=2.6μF/W，这恰好在（2~3）μF/W允许的围之。

（4）确定UOR、UB的值

表3确定UOR、UB值

u/V

初级感应电压UOR/V

钳位二极管反向击穿电压UB/V

固定输入：

100/115

60

90

通用输入：

85~265

135

200

固定输入：

230±35

135

200

当TOPSwitch-II关断且次级电路处于导通状态时，次级电压会感应到初级上。

感应电压UOR就与UI相叠加后，加至部功率开关管（MOSFET）的漏极上。

与此同时，初级漏感也释放能量，并在漏极上产生尖峰电压UL。

由于上述不利情况同时出现，极易损坏芯片，因此需给初级增加钳位保护电路。

利用TVS器件来吸收尖峰电压的瞬间能量，使上述三种电压之和（UI+UOR+UL）低于MOSFET的漏-源击穿电压U（BR）DS值。

（5）根据UImin和UOR来确定最大占空比Dmax

Dmax的计算公式为

（3.2）

已知UOR=135V，UImin=90V，将UDS（ON）设为10V，一并代入式（3.2），求得Dmax=62.79%，这与典型值67%已经很接近了。

Dmax随u的升高而减小。

（6）确定初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值KRP

定义比例系数

（3.3）

表4根据u来确定KRP

u/V

KRP

最小值（连续模式）

最大值（不连续模式）

固定输入：

100/115

0.4

1.0

通用输入：

85~265

0.4

1.0

固定输入：

230±35

0.6

1.0

由表4可确定KRP=0.4

（7）确定初级波形参数

输入电流的平均值IAVG

（3.4）

已知Po=50W，η=85%，UImin=90V，求得IAVG=0.65A

初级峰值电流IP

（3.5）

把IAVG=0.65A，KRP=0.4，Dmax=62.79%代入式（3.5）得，IP=1.29A

初级脉动电流IR

由式（3.3）可得

IR=KRP·IP=0.4×1.29A=0.52A

初级有效值电流IRMS

（3.6）

将IP=1.29A，Dmax=62.79%，KRP=0.4代入式（3.6）的得，IRMS=0.83A

（8）芯片及结温的确定

所选芯片的极限电流最小值ILIMT（min）应满足下式

ILIMT（min）≥IP/0.9（3.7）

即ILIMT（min）≥1.43A，于是我们就选取了TOP225Y

TJ由下式确定

（3.8）

TOP225的设计功耗为1.7W，

=20℃/W，TA=40℃，代入式（3.8）得TJ=74℃。

一般来说，TJ应在25℃到100℃之间，才能使开关电源长期正常运行。

（9）初级电感量Lp的计算

在每个开关周期，由初级传输给次级的磁场能量变化围是

½LpIp²～½Lp（Ip-IR）²。

初级电感量由下式决定：

（3.9）

式中，Lp的单位是μH。

已知开关电源的输出功率为50W，初级脉动电流与峰值电流的比例系数KRP=0.4，开关频率f=100kHz，损耗分配系数Z=0.5，电源效率η=85%，IP=1.29A，将这些数值代入式（3.9）得Lp=1021.79μH

（10）选择高频变压器并查找其参数

可从设计手册中查出，当Po=50W时可供选择的铁氧体磁芯型号。

若用常规漆包线绕制，可选EE30或EE35型，型号中的数字表示磁芯长度A=30mm或35mm。

EE型磁芯的价格低廉，磁损耗低且适应性强。

若采用三重绝缘线，则选EF30型磁芯。

在此我们采用常规漆包线，故选用EE30型磁心。

由手册中查出SJ=1.09cm²，l=5.77cm，AL=4.69μH/匝²，b=13.7mm。

（11）计算次级匝数Ns

对于100V/115V交流输入，次级绕组可取1匝/V；对于230V交流或宽围输入应取0.6匝/V。

现已知u=85~265V，Uo=24V，考虑到在次级肖特基二极管上还有0.4V的正向导通压降UF1，因此次级匝数为（Uo+UF1）×0.6匝/V=（24V+0.4V）×0.6匝/V=14.64匝。

由于次级绕组上还存在导线电阻，也会形成压降，实取Ns=15匝。

（12）计算初级匝数Np

（3.10）

已知Ns=15匝，UOR=135V，Uo=24V，UF1=0.4V，将这些值一同带入式（3.10），可求得Np=82.99，实取83匝。

（13）计算反馈绕组匝数

（3.11）

配有TL431的光耦反馈电路UFB一般取12V，UF2取0.7V，UF1=0.4V，Ns=15，将这些值连同Uo=24V一起带入式（3.11），求得NF=7.8匝。

实取8匝。

（14）根据初级层数d、骨架宽度b和安全边距M，用下式计算有效骨架宽度

bE=d（b-2M）（3.12）

暂且将d设为2，M取为3mm，b=13.7mm，将其带入式（3.12）求得，bE=15.4mm

再利用下式计算初级导线的外径（带绝缘层）DPM：

DPM=bE/NP（3.13）

将bE=15.4mm，NP=83带入式（3.13）求得，DPM=0.19mm。

扣除漆皮后，裸体导线的径DPm=0.15mm。

（15）验证初级导线的电流密度J是否满足初级有效值电流IRMS=0.83A之条件。

计算电流密度的公式为

（3.14）

将DPm=0.15mm，IRMS=0.83A代入式（3.14）中得到J=7.22A/mm2。

若J﹥10A/mm2，应选用较粗的导线并配以较大尺寸的磁芯和骨架，使J﹤10A/mm2。

若J﹤4A/mm2，宜选较细的导线和较小的磁芯骨架，使J﹥4A/mm2，亦可适当增加NS的匝数。

查表可知，与直径0.15mm接近的公制线规φ0.16mm，比0.15mm略粗一点，完全可满足要求。

因φ0.14mm的公制线规稍细，故不选用。

（16）计算磁芯中的最大磁通密度BM

（3.15）

将IP=1.29A，Lp=1021.79μH，Np=83匝，磁芯有效横截面积SJ=1.09cm²，一并代入式（3.15）中，得到BM=0.25T。

（17）磁芯的气隙宽度

式（3.16）中，δ的单位是mm。

将SJ=1.09cm²，Np=83匝，Lp=1021.79μH，磁芯不留间隙时的等效电感AL=4.69μH/匝²一并代入式（3.16）得到，δ=0.89mm。

气隙δ应加在磁芯的磁路中心处，要求δ≥0.051mm。

（3.16）

（18）计算留有气隙时磁芯的等效电感

（3.17）

将Lp=1021.79μH，Np=83匝代入式（3.17）得到，ALG=0.15μH/匝²。

（19）计算次级峰值电流ISP

次级峰值电流取决于初级峰值电流IP和初、次级的匝数比n，有公式

（3.18）

已知IP=1.29A，Np=83，Ns=15，不难算出n=5.5，代入式（3.18）得到ISP=7.14A

（20）计算次级有效值电流ISRMS

次级纹波电流与峰值电流的比例系数KRP与初级完全相同，区别仅是对次级而言，KRP反映的是次级电流在占空比为（1-Dmax）时的比例系数[5]。

因此，计算次级有效值电流ISRMS时，需将式（2.6）中的IRMS、Ip、Dmax依次换成ISRMS、ISP、（1-Dmax）。

由此得到公式

（3.19）

将ISP=7.14A，Dmax=62.79%，KRP=0.4代入式（3.19）中求得，ISRMS=3.52A。

（21）计算出滤波电容上的纹波电流IRI

先求出输出电流Io=Po/Uo=50W/24V=2.08A，再代入式（3.20）：

（3.20）

将ISRMS=3.52A，Io=2.08A代入式（3.20）中计算出，IRI=2.84A

（22）计算次级裸导线直径

有公式

（3.21）