幷励直流电动机的设计.docx

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幷励直流电动机的设计

前言

直流电机具有良好的起动和制动性能，宜于在广泛范围内平滑调速，在许多需要高性能调速或快速正反向的电力拖动领域中得到广泛的应用，例如轧钢机、挖掘机、金属切削机床、造纸机、高层电梯领域等。

近年来，高性能调速系统发展迅猛，直流调速系统在理论上和实践上都比较成熟，同时它本身也是我们学习交流拖动控制系统的基础，所以我们必须很好地掌握直流系统。

直流电动机的转速和其他参量的关系式如n=U-IR∕Ke由此可见，可以通过调节电枢电压Uo、减弱励磁磁通、改变电枢回路电阻Ro,三种办法调节电动机的转速。

对于要求在一定范围内平滑无级调速的系统，调节电枢供电电压的方式为最好，改变电阻只能有极调速，减弱磁通虽然能平滑调速，但调速范围不大，往往只是配合调压方案，在基速以上作小范围升速，因此自动控制的直流调速系统往往以变压调速为主。

。

电机调速的过程中会受到多种因素的影响而失去工作可靠性和稳定性。

常规的反馈控制系统对于系统内部特性的变化和外部扰动的影响都具有一定的抑制能力，但是由于控制器参数是固定的，所以当系统内部特性变化或者外部扰动的变化幅度很大时，系统的性能常常会大幅度下降，甚至是不稳定。

所以对那些对象特性或扰动特性变化范围很大，同时又要求经常保持高性能指标的一类系统，采取自适应控制是合适的直流电气传动，它采用直流为动力传动，可以方便地在很宽的范围内平滑调速。

该设计是利用整流电路即利用晶闸管这种半导体材料组成的整流电路调节α的值改变电压的值而使电动机的电压改变从而改变电动机的速度。

它不仅价格便宜而且实现起来非常可靠，下面将详细介绍该设计！

二、并励直流电动机的工作原理

并励直流电动机励磁绕组和直流电动机的电枢绕组并在一起，当给线圈加上直流电时，导体中就有直流电通过。

载流导体在磁场中将受到电磁力的作用，由安培定理产生电磁转矩。

由于电刷的存在，故导体中的电流将随其所处磁场极性的改变而同时改变其方向，从而使电磁转矩的始终保持一固定方向，使电动机持续旋转。

此时换向器到外电路的直流，改变为线圈内的交流的“逆变“作用。

这就是直流电动机的工作原理。

直流电动机的励磁方式，直流电动机的性能与它的励磁方式密切相关，通常直流电动机的励磁方式有4种：

①直流他励电动机、②直流并励电动机、③直流串励电动机、④直流复励电动机。

4种方式各自的特点：

直流他励电动机：

励磁绕组与电枢没有电的联系，励磁电路是由另外直流电源供给的。

因此励磁电流不受电枢端电压或电枢电流的影响。

直流串励电动机：

励磁绕组是和电枢串联的，所以这种电动机内磁场随着电枢电流的改变有显著的变化。

为了使励磁绕组中不致引起大的损耗和电压降，励磁绕组的电阻越小越好，所以直流串励电动机通常用较粗的导线绕成，他的匝数较少。

直流复励电动机：

电动机的磁通由两个绕组内的励磁电流产生。

直流并励电动机：

并励绕组两端电压就是电枢两端电压，但是励磁绕组用细导线绕成，其匝数很多，因此具有较大的电阻，使得通过他的励磁电流较小。

电动机转速特性：

n=U/CeΦ-（R/CeCTΦ2）T

U：

加在电枢电路上的电压　　Φ：

电动机的磁通

Ｃe：

电动势常数　　Ｃt：

转矩常数

Ｒ：

电动机电枢电路的总电阻T：

电动机转矩

此公式也是直流电动机的调速公式，由公式知改变加在电动机电枢回路的电阻Ｒ，外加电压Ｕ或者磁通Φ都可以改变电动机的机械特性，对电动机进行调速。

1、改变电枢电压调速：

当改变电枢电压Ｕ时，理想空载转速No也将改变，而机械特性的斜率不变，此时方程为：

　n=U/CeΦ-RT/CeCtΦ=No-KmT

改变电枢电压调速方式属于恒转矩调速，并在空载或负载转矩变化时也能得到稳定的转速。

因此调速性能最好，从以上三种调速方案中，确定调压调速

2、改变电枢电路电阻调速：

当电枢电路串联附加电阻Ｒ时，即械特性方程变为

n=U/CeΦ-（R+Ro）T/CeCtΦ2

Ro：

电动机电枢电阻

Ｒ：

电枢电路外串附加电阻

即电动机电枢电路中串联电阻时特性的斜率增加，在一定负载转矩下，电动机的转速将会增加，因而实际转速降低了。

3、改变Φ调速：

在电动机励磁电路中，改变其串联电阻的大小或采用专门的励磁调节器来控制励磁电压，都可以改变励磁电流和磁通。

此时电动机的电枢电压通常为恒定值，而且不串附加电阻，因为调速过程中为使电动机容量得到充分利用，应该使电枢电流　一直保持在额定电流Ｉn，因此改变磁通调速适合于恒功率负载，实现恒功率调速。

三、转速电流双闭环原理

电力传动系统具有动态响应快、抗干扰能力强优点。

反馈闭环控制系统具有良好的抗扰性能，它对于被反馈环的前向通道上的一切扰动作用都能有效的加以抑制。

采用转速负反馈和PID调节器的单闭环调速系统可以在保证系统稳定的条件下实现转速无静差。

但如果对系统的动态性能要求较高，例如要求起制动、突加负载动态速降小等等，单闭环系统就难以满足要求。

这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照需要来控制动态过程的电流或转矩。

在单闭环系统中，只有电流截至负反馈环节是专门用来控制电流的。

但它只是在超过临界电流值以后，强烈的负反馈作用限制电流得冲击，并不能很理想的控制电流的动态波形。

当电流从最大值降低下来以后，电机转矩也随之减少，加速过程延长。

对某些系统来说，尽量缩短启制动过程时间是提高生成效率的关键，为此实际工作中,希望在电机最大电流受限的条件下，充分利用电机的允许过载能力，最好是在过度过程中始终保持电流（转矩）为允许最大值，使电力拖动系统尽可能用最大的加速度起动，到达稳定转速后，又让电流立即降下来，使转矩马上与负载相平衡，从而转入稳态运行。

这时，启动电流成方波形，而转速是线性增长的。

这是在最大电流（转矩）首相的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。

实际上，由于主电路电感的作用，电流不能突跳，为了实现在允许条件下最快启动，关键是要获得一段使电流保持为最大值得恒流过程，按照反馈控制规律，电流负反馈就能得到近似的恒流过程。

问题是希望在启动过程中只有电流负反馈，而不能让它和转速负反馈同时加到一个调节器的输入端，到达稳态转速后，又希望只要转速负反馈，，因此我们采用双闭环不在电流负反馈发挥主作用调速系统。

这样就能做到既存在转速和电流两种负反馈作用又能使它们作用不同的阶段。

在设计过程中，为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，需要设置两个调节器，分别调节转速和电流，转速调节器的作用是对转速的抗扰调节并使之在稳态是无静差，其输出限幅值决定允许的最大电流，电流调节器的的作用是电流跟随，过流自动保护和及时抑制电压扰动。

结构上二者之间实行串级连接，转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制晶闸管整流器的触发装置，调整输出移相角。

从闭环结构上看，电流调节环在里面，叫内环；转速环在外面，叫外环。

这样就形成了转速、电流双闭环调速系统。

四、调速系统的整体框图及PID算法的基本理

调速系统的整体框图

当给定信号来时，经过PID对信号进行处理输出一个稳定的信号给触发电路，形成脉冲信号调节整流电路的输出电压，电压传给主电路，带动电动机转动。

测速发电机对电动机进行测速，将转速转为电压信号，传送给比较器，对信号进行时刻变化调速，使其达到一个衡均转速，电流截止负反馈，对主电路电流进行检测过电流时起作用，将信号传给比较器进行控制。

（一）系统中各环节输入输出关系：

电压比较环节：

ΔUn=Ugn-Ufn

转速检测环节：

ΔUfn=αn

式中：

Ufn负反馈电压Ugn转速给定电压

Δun偏差电压α为转速反馈系数单位为vmn/r

由以上两式可得：

Δun=Ugn-αn

其转速关系为：

N↑→Ufn↑→ΔUn↓→Uc↓→α↑→Ud↓→n↓

通过此调节过程，系统重新进入新的稳态运行。

（二）调速系统的主要性能指标：

①调速范围：

D=nmax/nmin

nmax最高转速nmin最低转速

②静差率：

S=Δned/no=（no-ned）/no

S=ned/no×100﹪

（三）电流截止负反馈环节：

为了实现限流保护，须在系统中引入电流截止负反馈环节，电流反馈信号取自串入电机电枢回路的小电阻Rs两端，IdRs正比于电枢电流。

为了实现电流截止负反馈，引入比较电压Ubj,并将其与IdRs反向串联。

忽略二极管正向压将，则当IdRs＞Ubj时，二极管导通，电流反馈信号Ufi=IdRs-Ubj,当IdRs≤Ubj时，二极管截止。

设Ilj为临界截止电流，将Ubj调整到Ubj=IljRs,当Id>Ilj时，电流截止负反馈投入；当Id≤Ilj时，电流截止负反馈被截止，从而实现了系统对电流负反馈的控制要求。

（四）测速发电机环节：

抑制扰动性能是反馈系统最突出的特征。

在调速中只考虑负载扰动，TL表示电动机负载转距，Te表示电动机的电磁转距负载突增时，系统调节过程如下：

TL↑→TL>Te→n↓→Ufn→△Un↑→Uc↑→Udo↑→Id↑→Ie↑→n↑

通过此调节过程，系统重新进入新的稳态运行。

（五）PID调节器算法的基本原理

1）比例调节器

比例调节器是最简单的一种调节器，其控制规律为

u=Ke+U0式中，K为比例系数，U0为控制量的基准，也就是说e=0时的控制作用（阀门起始开度，基准电信号等）。

比例调节器的阶跃响应

2）比例积分调节器

为了消除在比例积分调节中残存的静差，可在比例调节的基础上加上积分调节，形成比例积分调节器，其控制规律为积分时间。

3）比例积分微分调节器

积分调节作用的加入，虽然可以消除静差，但花出的代价是降低了响应的速度。

为了加快控制过程，有必要在偏差出现或变化的瞬间，不但对偏差两作出即时反应（即比例调节作用），而且对偏差量的变化作出反应，或者说按偏差变化的趋向进行控制，使偏差消灭于萌芽状态中。

为达到这一目的，可以在上述PI调节器的基础上再加入微分式中，Td为微分时间。

理想的PID调节器对偏差阶跃变化的响应，他正在偏差e阶跃变化的瞬间t=t0处有一冲击式瞬时响应，这里有附加的微分环节引起的。

理想PID调节器的阶跃响应有加入的微分环节，可见它对偏差的任何变化都产生控制作用Ud,以调整系统输出，阻止偏差的变化。

偏差变化越快，Ud越大，反馈校正量则越大。

故微分作用的加入将有助于减小超调，克服振荡，使系统趋于稳定。

它加快了系统的动作速度，减小调整时间，从而改善了系统的动态性能。

由PD调节器构成的超前校正，可提高系统的稳定裕度，并获得足够快速性，但稳态精度可能受到影响；有PI调节器构成的滞后校正，可保证稳态精度，却是以快速性的限制来换取系统稳定的；用PID调节器实现的滞后—超前校正则兼有二者的优点，可以全面提高系统的控制性能，但具体实现要复杂。

五、依据条件计算相关环节参数

（一）电流环节的设计

1、确定时间常数

（1）整流装置滞后时间常数T。

根据有关手册三相桥式电路的平均失控时间Ts=0.0017s。

（2）电流滤波时间常数Tfi=0.001s

（3）电流环小时间常数取TΣi=Ts+Tfi=0.0027s

2、选择电流调节器结构

因

，所以按典型Ⅰ型系统设计，电流调节器选用PI型，其传递函数为：

3、选择电流调节器参数

ACR超前时间常数τi=Ta=0.03s

电流环开环增益：

时，应取

，因此

于是，ACR的比例系数为

4、校验近似条件

电流环截止频率

（1）晶闸管装置传递函数近似条件:

而

满足近似条件。

（2）忽略反电动势对电流环影响的条件：

而

（3）小时间常数近似处理条件：

5、计算调节器电阻和电容

取

各电容电阻值计算如下：

按照上述参数，电流环可以达到的动态指标为：

满足设计要求。

（二）转速环的设计

1、确定时间常数

（1）电流环参数的时间常数为

（2）转速滤波时间常数Tfn=0.002s

（3）转速环小时间常数

2、选择转速调节器结构

由于设计要求无静差，转速调节器必须含有积分环节；又根据动态要求，应按典型Ⅱ系统设计转速环。

故ASR选用PI调节器，其传递函数为：

3、选择转速调节器参数

按跟随和抗扰性能都好的原则取h=5，则ASR的超前时间常数为

转速环开环增益

于是。

ASR的比例系数为

4、计算调节器电阻和电容

取

，则

5、校核转速超调量

当h=5时，

；而

，

因此

所以能满足要求。

六、主电路的设计及电路原理图

主电路为三相桥式全控整流电路，它可看成是由一组共阴极接法和另一组共阳极接法的三相半波可控整流电路串联而成。

共阴极组VT1、VT3、VT5在正半周导点，流经变压器的电流为正向电流；共阳极组VT4、VT6、VT2在负半周导电，流经变压器的电流为反向电流。

变压器每相绕组在正负半周都有电流流过，变压器绕组中没有直流磁通势，同时也提高了变压器绕组的利用率。

为使负载电流连续平滑，有利于直流电动机换相及减小火花，以改善电动机的机械特性，一般要串入电感量足够大的平波电抗器Ld,这样就等同于反电动势的大电感负载。

七、触发电路的设计及电路原理图

同步电压为锯齿波的触发电路，不受电网波动和波形畸变的影响，移相范围宽，应用广泛。

因此在本课题中选用锯齿波同步电压。

晶闸管的电流容量越大，要求的触发功率就越大。

对于大中电流容量的晶闸管，为了保证其触发脉冲具有足够的功率，往往采用晶体管组成的触发电路。

晶体管触发电路按同步电压的形式不同，分为正弦波和锯齿波两种触发电路如下图所示：

（一）该电路分为五个基本组环节：

1、同步环节：

在锯齿波电路中，同步就是要求锯齿波的频率与主回路电源的频率相同。

锯齿波是由起开关作用的V2控制的，V2由导通变截止期间产生锯齿波，V2截止持续时间就是锯齿波的宽度，V2开关作用的晶闸管的频率就是锯齿波的频率。

要使触发脉冲与主回路电源同步，必须使V2开关的频率与主回路电源频率达到同步。

同步变压器和整流变压器接在同一电源上，用同步变压器二次侧电压来控制V2的通断，这就保证了触发脉冲与主回路电源的同步。

2、锯齿波形成及脉冲移相环节：

电路中由晶闸管V1组成恒流源向电容C2充电，晶闸管V2作为同步开关控制恒流源对C2的充放电过程。

晶体管V3为射极跟随器，起阻抗变换和前后级隔离作用，以减小后级对锯齿波线性的影响当V2截止时，由V1管、V9稳压管、R3、R4组成的恒流源以恒流Iel对C2充电，u2随着时间t线性增长。

Iel/C2为充电斜率，调节R3可改变Iel,从而调节锯齿波的斜率。

当V2导通时，因R5阻值小，电容C2经R5、V2管迅速放电到零。

所以，只要V2管周期性关断导通，电容C2两端就能得到线性很好的锯齿波电压。

为了减小锯齿波电压与控制电压Uc、偏移电压Ub之间的影响，锯齿波电压u2经射极跟随器输出。

锯齿波电压ue3与Uc、Ub进行并联叠加，它们分别通过R7、R8、R9与V4的基极相接。

根据叠加原理，分析V4管基极电位时，可看成锯齿波电压ue3、控制电压Uc（正值）和偏移电压Ub（负值）三者单独作用的叠加。

当V4管基极b4断开时，只考虑锯齿波电压ue3作用。

可见，uˊe3仍为锯齿波，但斜率比ue3低。

可见，Uˊc仍为一与Ub平行的一直线，但数值比Uc小。

可见，Uˊb仍为一与Ub平行的一直线，但数值比Ub小。

所以V4管的基极电压可表示为：

ub4=uˊes+（Uˊc-Uˊb）

其中式中（Uˊc-Uˊb）为负值，uˊes是随时间变化的正向锯齿波电压。

当三者合成电压ub4为负时，V4管截止；合成电压ub4由负过零变正时，V4由截止转为饱和导通，ub4被钳位到0.7V。

3、脉冲形成、放大和输出环节：

脉冲形成环节由晶体管V4、V5、V6组成；放大和输出环节由V7、V8组成；同步移相电压加在晶体管V4的基极，触发脉冲由脉冲变压器二次侧输出。

充电回路为：

由电源+15V端R11C3V5发射结V6VD4电源-15V端，C3充电电压为28.3V，极

性为左正右负。

4、双脉冲形成环节：

三相全控桥式电路要求触发脉冲为双脉冲，相邻两个脉冲间隔为60o，该电路可以实现双脉冲输出。

对于三相全控桥电路，电源三相U、V、W为正相序时，6只晶闸管的触发顺序为VT1VT2VT3VT4VT5VT6彼此间隔60o,为了得到双脉冲，6块触发板的X、Y可按下图方式连接，即后相的X端与前相的Y端相连。

5、强触发及脉冲封锁环节：

在晶闸管串、并联使用或全控桥式电路中，为了保证被触发电路的晶闸管同时导通。

可采用输出幅值高、前沿陡的强脉冲触发电路。

同步电压为锯齿波的触发电路抗干扰能力强，不受电网电压波动与波形畸变的直接影响，移相范围宽。

缺点是整流装置的输出电压与控制电压之间不成线性关系，且电路较复杂。