LM5026方案设计可以用到的东西.docx
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LM5026方案设计可以用到的东西
概述：
LM5025PWM控制器包括了采用有源箝位复位实现电源变换器的所有必要的特点。
此IC可用来实现控制一个P沟道箝位开关或一个N沟道箝位开关。
采用有源箝位技朮可以实现更高的效率和更大的功率密度，这相当于传统的绕组复位或RDC箝制复位技朮。
它提供两个控制输出端：
主电源开关控制OUT-A和有源箝位开关控制OUT-B。
有源箝位输出可以实现一个可调整的重迭时间（对于P沟道应用）或一个可调整的死区时间（对于N沟道应用）。
这两个内部合成的栅驱动器采用并联的MOS和双极器件提供优越的栅驱动特性。
此控制器是为1MHz以上的振荡频率工作设计，其PWM及电流检测延迟的延迟时间小于100ns
LM5025包括一个输入电压范围可在13V到90V的高压起动调整器。
其它特点包括：
线路欠压锁定，软起动，有可以上下同步性能的振荡器，精密电压基准和过热关断保护。
特色：
内部起动偏置调节器。
3A驱动能力的合成的主驱动器。
带可调节的带有阈值窗口可调的线路欠压锁定。
具有电压前馈的电压控制模式。
可调整的两种模式的过流保护。
在主输出与有源箝位输出之间的可调节的重迭或死区时间。
伏秒箝制。
可调的软起动。
前沿消隐。
单电阻调节频率的振荡器。
精密5V的基准电压。
过热关断保护。
各端子功能描述：
PIN1.VIN，输入电源电压。
起动调整器的输入端。
输入电压范围为13V到90V，可瞬时到100V。
PIN2RAMP，调制斜波信号。
Vin端的一个外部RC电路设置斜波斜率。
此端子通过一个内部FET在每一个周期的最后放电，由内部时钟或伏秒积箝制比较器来启动。
PIN3.CS1，逐个周期限制的电流检测器输入端。
如果CS1端电压超过0.25V，输出端将进入逐个周期限流的状态。
在OUT-A开关为高电平之后CS1端保持低电平在50ns内，以提供前沿消隐。
PIN4.CS2，为重新软起动的电流检测输入端。
如果CS2端电压超过0.25V，输出端将被禁止工作，且软起动重新开始。
软起动电容将完全放电，然后再释放一个上拉电流。
在第一次输出脉冲之后（SS=1V），SS端充电电流将恢复到120μA。
在OUT-A输出为高电平之后CS2端保持低电平50ns，以提供前沿消隐。
PIN5.TIME，输出/死区时间控制。
外部电阻RSET为有源箝位输出端设置重迭时间或死区时间。
接于TIME与GND端之间的电阻产生重迭时间给OUT-A和OUT-B输出脉冲。
连接于TIME端与REF端的电阻RSET产生死区时间给OUT-A和OUT-B输出脉冲。
PIN6.REF，精密5V的基准电压输出端。
最大输出电流10mA，用一个0.1μF的电容去耦。
线路欠压锁定保护和Vcc欠压比较器激活时基准电压输出为低电平。
PIN7.VCC，内部高压起动调节器的输出端，VCC电压被调整到7.6V。
如果辅助绕组提高此端的电压超过调节器设置的电压时，内部起动调整器将关断，这可以减少IC的功率损耗。
PIN8.OUT-A主开关PWM输出驱动的输出端。
有3A的峰值源漏电流的能力。
PIN9.OUT-B，有源箝位开关栅驱动的输出端。
能提供1.25A的峰值源漏电流的能力。
PIN10.PGND，功率地。
直接连接到模拟地。
PIN11.AGND，模拟地。
直接连接到功率地。
对于LLP封装，选择露出的焊接点连接在AGND。
PIN12.SS，软起动控制端。
一个外部电容和一个内部20μA的电流源设置软起动斜波。
当CS2端有过流过热情况时，SS端电流源会减小到1μA。
PIN13.COMP，脉宽调制器的输入端。
在此端提供了一个5KΩ的内部上拉电阻。
给外部光耦提供电流，从COMP端控制PWM占空比。
PIN14.RT，振荡器定时电阻端。
连接于RT端与地端的外部电阻，设置内部振荡器的频率。
PIN15.SYNC，振荡器上/下同步输入端。
内部振荡器可用一个频率低于内部振荡器自激振荡频率的20%的外部时钟同步。
对高的同步频率没有限制。
PIN16.UVLO，线路欠压关断。
从电源到地的一个外部分压器来设置比较器的关断电平。
比较器的窗口为2.5V。
其阈值由一个20μA的内部电流源来设置其开启和关断。
LM5025的IC内部等效电路如图1。
图1LM5025电压型有源箝位正激PWMIC内部等效电路
采用LM5025的DC/DC电路简图如图2。
图2LM5025控制的电压型DC/DC变换器电路
下面是细节的功能描述：
高压起动源
LM5025包含一个允许输入端Vin直接连接在线路电压上的内部高压起动调整器。
此调整器的输出端内部电流被限制到20mA。
当接入电源时，调节器使能并源出电流，此电流流入一个连接于VCC端的外部电容。
推荐VCC调整器的电容值范围为0.1μF到100μF。
当VCC端的电压达到调整点7.6V且内部基准电压达到它的调整点5V时，控制器输出端使能。
输出端保持使能直到VCC降到低于6.2V或线路欠压锁定检测器指示VIN超出了范围。
在典型应用中，变压器的一个绕组经过一个二极管连接到VCC端。
此绕组必须将VCC电压提到高于8V以关断IC内部的起动调整器。
为减小控制器的功率损耗必须从辅助绕组给VCC供电来提高效率。
外部VCC电容必须足够大，以使VCC在开始起动时保持VCC电压高于6.2V。
在变换器的辅助绕组不能被激活的故障模式期间，VCC线路上的外部电流将被限制，因为起动调整器的功率损耗不能超出控制器允许的最大功率损耗。
一个外部起动调节器或其它偏置源可以代替内部的起动调整器，代替方法是把VCC端和VIN端连接在一起，并把外部偏置源电压送到这两个端子。
线路欠压检测器
LM5025包含一个线路欠压锁定电路。
一个连接于VIN端与GND端的外部分压器设置转换器的工作范围。
分压器必须设计好，以便当Vin在预期的工作范围内时，UVLO端的电压将大于2.5V。
如果没有达到欠压阈值，控制器的所有功能都不能实现，且控制器保持在一个低功耗的待机状态。
UVLO的阈值窗口由IC内部的20μA内部电流源的开启和关断来实现。
当超出UVLO的阈值时，电流源被激活以便立即提高UVLO端的电压。
当UVLO端的电压降低到低于2.5V的阈值时，电流源被关断引起UVLO端的电压下降。
UVLO也可用来实现一个遥控开关的功能。
把UVLO端的电压拉到低于2.5V阈值会禁止变换器工作。
PWM输出
主输出OUT-A和有源箝位输出端OUT-B的相对相位可以实现特殊应用。
对使用一个标准P沟道箝制开关的有源箝位的实现，这两个输出应该同相，同时箝位输出与主输出有重迭。
对于用高边N沟道箝位开关的有源箝位的实现，有源箝位输出应该与主输出反相，且在这两个栅驱动脉冲之间应该有一个死区时间。
LM5025的一个特点就是能精确地实现栅驱动器输出之间的死区时间（都关断）或可重迭时间（都导通）的调整性能。
重迭/死区时间的大小受连接于控制器的TIME端的电阻值的控制。
此电阻的另一端可以连接在REF端来控制死区时间或接在GND端来控制重迭时间。
内部配置的检测器检测连接状况，并实现主输出和有源箝位输出的相位关系。
重迭时间和死区时间的大小可以按下式计算：
复合式栅驱动器
LM5025包含两个独特的复合式栅驱动器，它们与MOSFET和双极器件并联来提供整个开关过程的高驱动电流。
双极型器件提供驱动电流的大部分并提供相对恒定的漏电流，这非常适合驱动大功率的MOSFET。
在开关动作快完成时，双极器件接近饱合，内部MOS器件继续提供低阻抗以完成驱动开关的动作。
关断期间位于密勒曲线约2V~3V的平坦段，这是栅驱动电流最需要的。
所有的MOS栅驱动器的电阻特性对于导通是合适的，因为供电的输出电压在米勒效应区的差异是相当大的。
然而在关断期间，电压差异是小的，且双极型栅驱动器的电流源特性对于提供快速驱动特性是有利的。
PWM比较器
PWM比较器比较RAMP端的斜波信号和COMP端的反馈回路误差信号。
此比较器对于快速实现最小的可控占空比是最佳的选择。
连接于内部5V基准电压和COMP端之间的5KΩ内部上拉电阻提供给光耦的晶体管。
比较器的在COMP端为0V时它将在两个栅驱动器的输出端都产生零占空比。
伏秒积箝制
伏秒积箝制比较器比较RAMP端的斜波信号和2.5V基准电压，通过对RFF和CFF的恰当的选择，主开关的最大导通时间可被设置成所需要的时段。
由伏秒积箝制设置的导通时间的变化与线路电压的变化相反，因为当箝制电压阈值是一个固定2.5V的电压时，RAMP电容由一个连接于Vin端的电阻充电。
用一个例子阐述伏秒级箝制比较器对于形成一个50%占空比的限制，频率为200HKz，线路输入电压为48V的应用：
在200HKz时一个50%的占空比需要一个2.5μs的导通时间。
在48V输入时伏秒的乘积为120V*μs（48V*2.5μs）。
为了实现此箝制水平，有：
选CFF=470pf，RFF=102KΩ，推荐CFF的电容值范围是100pf到1000pf之间。
在每一个周期结束时，CFF斜波电容通过一个内部放电开关放电，此放电开关由内部时钟或伏秒积箝制比较器控制，要看哪一个动作先发生。
电流限制
LM5025包含两个过流保护模式。
如果在CS1输入端的检测电压超过0.25V,现有的功率周期被终止（逐个周期电流限制）。
如果CS2输入端的检测电压超过0.25V，控制器将终止当前的周期，令软起动电容放电，且把软起动电流源减小到1μA。
软起动电容在被完全放电之后释放再用一个1μA的电流源缓慢充电。
当SS端的电压达到大约1V时，PWM比较器将在OUT-A产生第一个输出脉冲。
第一个脉冲出现以后，软起动电流源将恢复到额定值20μA。
给SS端电容完全放电然后再慢慢充电这种方式形成一个低占空比打呃方式来保护一个连续过载的变换器。
这两种模式的过流保护允许用户柔性地实现过载保护的特性。
如果在过载情况下要求系统起到电流源的作用，则CS1端的逐个周期电流限制应当用到。
在这种情况下电流检测信号应该加到CS1输入端，而CS2应该接地。
如果在过载情况下要求系统短暂关断，接着重新软起动，那么应该用CS2端的打呃式限流模式。
在这种情况下电流检测信号应该加到CS2输入端，且CS1输入端应该接地。
当过载情况存在时，这种关断，重新试着软起动的模式将被无数遍地重复。
在严重过载时，打呃模式将极大地减少系统的温升压力。
在严重过载时，逐个周期限流模式将有比较高的系统热损耗。
但是它在一段较短时间的过载情况下，提供连续工作的优点。
在一些系统中，同时利用这两种模式是可能的，在轻微过载情况下激活CS1端的逐个周期限流模式。
而在较严重的过载情况下激活CS2端的打呃模式。
两种模式同时发生的工作需要在电感电流斜波在CS1端关断主输出开关之前就达到CS2端的阈值。
这要求在电流检测端有一个高的dv/dt。
信号必须足够快以在第一阈值检测器关断栅驱动器之前就达到第二阈值检测水平。
除了在CS端的滤波器，还要加一个非常小的电流检测电阻或一个不会饱和的电感，这样在过载情况下也许会阻止达到第二保护水平的阈值。
一个放置在控制器附近的小的RC波波器被推荐给每一个CS端。
每一个CS输入端都有一个在每一个周期最后给电流检测滤波电容放电的内部FET，它用来提高动态特性。
相同的FET在每一次主开关开始工作阶段加入一个附加的50ns的间隙，以减小电流检测信号的上升沿尖峰。
LM5025的CS比较器是一个快速且能响应短时间内的噪声脉冲。
PCB布局考虑对电流检测滤波器和检测电阻来说是关键的。
与CS滤波器有关的电容必须放在离器件很近的地方，且直接连接在IC的端子CS端和GND端。
如果用一电流检测变压器，变压器次级的两个引线应该连接到滤波网络，此滤波网络应该离IC很近。
如果用一个在主开关MOSFET的源极的检测电阻来检测电流，则需要一个感量低的电阻。
当用电流检测电阻设计时，所有的对噪音灵敏的低功率的接点应该被连接到IC地附近，然后再用单一连线接到功率地（检测电阻地点）。
振荡器和外同步能力
LM5025的振荡器由一个接于RT端和GND端的单一外部电阻设置。
为了设置要求的振荡频率f，所必须的RT电阻可由下式计算：
在这里f是KHz，RT是KΩ。
RT电阻应该放在离器件很近的地方，且直接接在IC的RT和GND端。
LM5025的一个独特的特征是振荡器与一个频率比内部振荡器的频率高或低的外部时钟都能同步的性能。
较低的频率是同步频率范围不低于被同步的振荡频率的80%。
这里对最大同步频率没有限制。
对于同步时钟需要100ns的最小脉宽。
如果不需要同步特征，SYNC端应该连接到GND端以阻止任何不正常的干扰。
内部振荡器可以通过把RT端连接到REF端而完全不工作。
一旦内部振荡器不工作，同步信号将为控制器直接起到主时钟的作用。
PWM控制器的频率和最大占空比都可以由SYNC信号控制（在伏秒积箝制的限制之内）。
最大占空比D将是SYNC信号的（1-D）。
前馈斜波
一个外部电阻RFF和电容CFF连接到VIN和GND端以产生PWM斜波信号。
RAMP端的信号的斜率将按与输入线路电压成正比变化。
此变化的斜率的提供对于提高电压模式控制的线路的瞬态响应是必须的线路前馈信息。
RAMP信号与由PWM比较器控制主开关输出的占空比的COMP端的误差信号成正比。
伏秒积箝制比较器也监视RAMP端，如果斜波幅值超过2.5V，当前的周期将被终止。
在第一个周期的末端，斜波信号要被内部时钟或伏秒积比较器复位到GND端，这种情况还有可能一开始就发生。
软起动
软起动特征允许功率变换器逐渐地达到最初的稳态工作点，这样会减小起动应力和冲击。
当电源导通时，一个20μA的电流从软起动端SS进入一个外部电容。
电容电压慢慢地呈斜波状上升并限制COMP端的电压和PWM占空比。
在VCC欠压，线路欠压或二次侧电流限流的故障时期，栅驱动输出将不工作，且软起动电容完全放电。
当故障不再存在时，软起动时序将重新工作。
随着二次侧电流限制检测（CS2）电平，软起动电流源将被减小到1μA，直到一次侧输出脉冲由PWM比较器产生。
在第一次输出脉冲之后，电流源回到额定值20μA。
过热保护
内部过热关断电路用来保护在超过最大结温时的集成电路。
当在165℃内部过热关断电路被激活时，控制器强制进入低功率待机状态。
同时输出驱动和偏置调整器都不工作。
在过热阈值（一般为25℃）之后，器件将重新起动。
在过热关断后的重新起动期间，软起动电容将被完全放电，接着将在与二次侧电流限制时相似的低电流模式下充电。
过热保护特征提供用来阻止偶然的设备过热时突然失效。
下面介绍采用LM5025的实际设计
LM5025AN的设计提供给设计工程师一个基于有源箝位正激拓朴的全功能的功率变换器的方法。
此评估板只有标准的半块砖那么大。
评估板的性能如下：
*输入电压范围:
36V到75V（峰值为100V）。
*输出电压为3.3V。
*输出电流范围：
0到30A。
*测得的效率：
在30A时为90.5%，15A时为92.5%。
*工作频率为：
230KHz。
*电路板尺寸：
2.3*2.4*0.5inches。
*负载调整率：
1%.
*线路调整率：
0.1%。
*线路UVLO，打呃电流限制。
电路PCB板包括4层，有3盎司厚的铜箔，用FR4材料，总厚度为0.050英寸。
一些焊接条已经被省略以使容易冷却。
所设计的此电路连续工作在小于40℃，且最小空气流通量为200CFM的额定负载下。
工作原理
基于正激拓朴的功率变换器在达到几百瓦的应用中提供高效率和好的功率控制能力。
在正激电路拓朴中的变压器本身不能在每个开关周期内自动复位，需要一个方法来给变压器复位。
有源箝位的复位方式适应50W到200W的功率范围，且广泛地用于该水平的功率变换器。
正激变换器系从Buck拓朴引伸而来，它采用单一的调制功率开关。
拓朴之间的不同点是：
正激拓朴采用一个变压器来提供输入，输出之间的隔离和降压或升压的功能。
在每个周期，主功率开关把输入电压加到变压器12匝的初级线圈上。
变压器的次级有2匝，导致输入电压的6︰1降压。
对3.3V的输出电压，主功率开关的占空比D必须从低线路的大约60%变化到高线路的25%。
当主功率开关关断时，箝位电容与复位开关一起在每个周期反向偏置变压器的初级线圈。
此反向电压使变压器复位。
箝位电容的电压是Vin（1-D）。
次级整流采用自驱动同步整流来保持高效率，且易于驱动。
输出反馈由一个放大器和基准电压处理，产生的误差电压由一个光耦控制器送回到初级。
LM5025A系电压型控制型的脉宽调制器采用从输入电压来的斜波信号调制反馈误差信号。
从输入电压来的斜波信号斜率提供一个可提高线路瞬态的线路前馈。
LM5025A也为复位开关提供一个必要的控制延迟。
此评估板可以和一个推荐的频率范围在190KHz到300KHz之间的外部时钟同步。
供电和加载的考虑
当给LM5025A的评估板加电时，以下的注意点必须遵守。
防止失误或错误连接。
适当的连接
当工作在低输入低电压下时UUT在满载时可拉3.5A的电流。
评估板的最大的额定输出电流是30A。
当把电源供应器和负载接在一起时应确保选择正确的连接器和线材尺寸。
监视从UUT出来的电流（评估板或测试下的单元）。
直接在UUT的输出端监视电压。
负载连接线的压降将给出不准确的测量结果，这对于准确的测量效率尤其重要。
此评估板可考虑作为一个恒定的电源负载。
在低输入电压为35V时，输入电流可达到3.5A。
而在高输入电压为78V时，输入电流大约为1.5A。
所以对于全部测试LM5025A评估板需要一个至少有80V，4A的直流电源供应器。
电源供应器必须可以调整电压和电流。
因为电流电压一样在导线中产生损耗，所以希望有一个输出电流的读数。
电源供应器和导线到达UUT必定存在一定的阻抗。
不够粗的导线连接和高内阻的电源供应器用在UUT浪涌电流时会有不少压降。
如果此压降足够大将引起电源出现振荡条件。
此振荡条件可能导致UUT的欠压锁定，导线的阻抗以及浪涌电流都相互制约。
加载
采用有低于3.0V的规格的恰当的电子负载是必要的。
最大负载的阻值为0.11Ω。
需要粗的导线，如果必要就查一下导线图表。
如果用的是排阻要特别注意。
功率和电流的额定值必须为精确的30A,100W。
在所有的时间都要监视电流和电压。
气流
如果没有给评估板提供规定的200CFM的空气流量，可能达不到额定功率。
这可以由一个独立的风扇提供。
过流保护
评估板采用了打呃式过流保护，在输出过载时，它会将软起动电容放电从而禁止功率级。
在软起动延迟后再释放，关断，延迟，再重新起动，从而保护了电路，特别在输出短路时。
评估板电路详细电路如图3。
图3LM5025控制的100W48V输入3.3V输出的详细电路
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