用于汽车LED灯的非接触供电电路设计.docx
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用于汽车LED灯的非接触供电电路设计
用于汽车LED灯的非接触供电电路设计
摘要
现在许多汽车供电用的都是直接用线圈，引起电缆接头故障的主要原因是电缆接头压接处在长时间的运行过程中，由于环境问题导致压接点氧化，接触电阻增大，压接点温度升高，使绝缘保护层老化或是由于汽车后盖开合使得电缆接头磨损，折断等引起的短路事故，而且在大功率或恶劣条件下工作时容易引起电击、火花和磨损等一系列问题，从而影响了供电的安全性和可靠性，缩短了电气设备的使用寿命。
本文运用全桥式分离变压器松耦合供电的非接触供电方法，选用全桥式非接触供电方式，采用SG3525的芯片，利用PWM开关电源控制电路，有串联谐振产生方波，来做成电路分析了非接触电能传输的原理与应用方法。
本文最后用Orcad的PSpice进行仿真，分析了电路可行性。
仿真结果与预期结果进行对比，查看设计是否具有应用价值。
关键词：
非接触供电/全桥式分离变压器/SG3525/串联谐振
Forthedesignofthecontactlesspower
supplycircuitofautomobileLED
Lamp
Abstract
Nowmanycarpowersupplyareusedinthedirectuseofcoils,maincausesofcablejointfaultisthecablecrimpinalongtimeintheoperationprocess,duetoenvironmentalproblemsresultinginpressurecontactoxidation,contactresistanceincreases,pressurepointtemperature,theinsulationprotectionlayerisduetoagingorautomobilerearlidopeningmakesthecablejointwear,shortcircuitaccidentscausedbybroken,easytocauseaseriesofproblems,suchaselectricsparkandwearandworkinbigpowerorharshconditions,thusaffectingthesafetyandreliabilityofpowersupply,shortentheservicelifeofelectricalequipment.
Inthispaper,usingthenon-contactpowersupplymethodoffullbridgeisolatedtransformercouplingpowersupply,selectionoftheentirebridgenon-contactpowersupplymode,usingSG3525chip,usingPWMswitchingpowersupplycontrolcircuit,aseriesresonantcircuitgeneratesasquarewave,tomakeanalysisoftheprincipleandapplicationmethodofnon-contactpowertransmission.Finally,ORCADPSPICEsimulation,analysisofthefeasibilityofthecircuit.Thesimulationresultsandtheexpectedresultswerecompared,seeifthedesignhasapplicationvalue.
Keywords:
Un-contactpower/Supplyisolationtransformer/SG3525/Half-bridge
1绪论
1.1引言
现代电能传输主要是通过电缆进行传输的，这种传输方式由于摩擦、磨损的原因造成了导线外漏，从而影响了供电系统的安全性、可靠性、减少了电气设备的使用年限。
例如现在许多的大型电气设备用的都是滑动接触供电，然而这种供电方式在滑动时会出现磨损，接触点会出现电弧（即接触火花），导线裸露触电等隐患。
直接利用导线传输还会使周边环境出现高频强电磁干扰现象，特别是经常开合的汽车后盖，磨损情况更是严重，即影响了车的整体寿命，而且磨损裸露的导线也使人身安全出现隐患，显然接触供电方式已经不能满足人们的生产和生活需求，这时非接触供电技术得到大家的关注，而我所研究的是如何将非接触供电技术运用于汽车车灯上，实现汽车LED灯的非接触供电。
本次论文设计以非接触供电为基础，讲述了非接触供电电路的工作原理，围绕全桥式非接触供电电路如何用于汽车LED灯这个问题，阐述了非接触供电电路的工作原理和实现方式，通过orcad的pspice软件进行了仿真，证明了非接触供电电路的优势与实施限制，下面是非接触供电电路的原理框图，也是本次设计的主要方向。
1-1非接触供电电路原理框图
1.2非接触供电电路研究意义
自从感应耦合电能传输技术出现以来，越来越多的人投入到了非接触式电源的研究应用中，并且出现了成就。
而我国在非接触电能传输方面所出的成就大多为逆变器研究，，对于非接触电能传输系统则大多是根据工业生产和人们生活电气化和智能化的需求，而且非接触供电系统在工业生产，智能家电，医疗电子器械和电气化交通工具等领域中也十分具有前景，非接触供电技术的研究与应用技术的探索将会推动我国电力技术的发展，填补我们非接触供电在众多应用领域的空白。
目前所用的非接触供电系统输出电流大，频率高，而且传统AC-DC-AC初级能量变换模块由于需要整流、滤波、逆变等环节而增加了开关管数量，从而使器件体积增大，而且控制这么多的模块，操作起来也比较复杂，由于存在磁感应现象而使得系统的稳定性不太容易达到。
本次毕业设计的目的就是研究非接触电能传输系统运用AC-AC变换器来来提高系统运行效率并且保证系统稳定性。
由于交-交变换器减少了了直流环节，所以所用的功率原件也就减少了。
只要控制好全桥系统的四个开关管就能达到高频逆变的目的，而且由于减少了了电路环节，所以系统体积也会减小。
这应该就是非接触电能传输系统今后的发展放心吧：
小型、高效、稳定。
这次论文设计要解决的问题是：
如何缩小逆变器体积，提高电路功率密度，增加电磁感应耦合系数和提高电流频率。
实践证明，过高的dv／dt，di／dt会产生电磁干扰，而且还会增加开关损耗，经研究发现，开关频率越高，开关损耗也越高，无源器件的损耗也越来越大等等问题。
如何有效的减少电磁干扰，降低开关损耗，使电能传输效率增大的同时又不影响对电压波形的分析是此次研究重点。
也是提高系统可控性与稳定性的关键因素，鉴于此，我们选择了软开关谐振逆变电路—移相全桥零串联PWM逆变器。
1.3非接触供电系统研究现状
感应耦合电能传输技术被提出以来，许多专家一直致力于非接触式电能传输技术的发展完善中，而且感应耦合技术与当今的电力电子电能变换技术和单片微机控制技术灯的结合取得了不错的成就，非接触式感应耦合电能传输技术已经成为世界电能输送重点研究的前沿研究课题之一。
非接触式感应耦合电能传输（非接触电能传输）系统摆脱了传统供电方式通过电缆直接接触的供电方式，通过松耦合感应的原理向负载提供电能，解决了电弧的问题，也避免了机构磨损所造成的问题，具有安全，环保，低维护的优点。
非基础电能传输系统主要由控制模块、能量发送模块和能量接收模块组成，两个线圈感应耦合从而实现能量的传输，其实，电能非接触传输模式是一种基于电磁感应耦合理论，现代电力电子能量变换与控制与一体的新型电能传输模式【5】。
实现了电源与用电设备不用导线连接而能完成供电目的的功能。
非接触电能传输实现电能传输过程的安全、可靠、灵活和高效的特性。
它以这些优势收到了人们的关注，不仅仅局限于汽车后盖的LED灯，在电动汽车、航空航天，新能源发电、医疗仪器、通信设备等领域也很有前景，随着材料学、电力电子器件、功率变换和控制技术的发展，非接触电能传输技术将会有理论走向实践。
本段摘自参考文献。
1.4非接触供电系统的供电原理
非接触电能传输系统是利用松耦合方式将电能从静止的一次侧绕组向运动的二次侧绕组传递能量的，利用了现代电力电子能量变换技术和磁场耦合技术，通过了现代控制理论和微电子控制技术实现了静止设备向运动设备的电能传输，使人们不再仅仅依靠接触供电技术。
与此同时，此项技术的出现也带动了相关科学技术的发展，而且具有较高的使用价值和广阔的应用前景，推动了社会发展和人类的进步。
而且相比于传统变压器初、次级线圈用完整磁芯连接，非接触供电技术的初、次级线圈处于松耦合状态，初、次级之间的耦合变化特性是整个设计的核心部分，非接触供电部分磁路的介质是空气。
非接触供电能量传输过程为：
交流电源经过整流后得到直流电压，直流电压经过交流逆变后变为高频交流，然后在初级回路中，采用整流和高频逆变，一方面提高初级线圈电流的频率，另一方面减小系统的体积。
然后有mos管产生方波，最后有分离变压器传到二次侧电路，分离变压器运用的是松耦合方式，利用变压器的初次级线圈感应电能，进行传输，然后二次侧的负载电路经过整流滤波为负载供电。
例如现在进入市场的手机无线充电系统、无线充电电动剃须刀都是非接触传输系统的典列。
1.5非接触供电电路的设计要求与研究目的
1）设计要求
（1）交流电经过整流滤波给负载供电，具有短路保护功能。
（2）主电路和控制电路的设计，各部分的电路的设计和分析、工作原理和驱动电路的设计，计算电路中所用的参数，重点计算非接触耦合变压器的各个参数，在此基础上选择合适的器件；
（3）使用仿真软件对所计算的参数和选择的器件进行了验证，由此根据性能的需要辅助设计挑选合适的参数，使整个系统的设计得到了完善，在建立各个部分模型的基础之上建立电路的整体模型，验证所设计的电源的可行性。
2）研究目的
本文力在解决非接触电能传输过程当中初级电路存在的问题，对初级电路输出电流的高频性、平稳性、稳定性的性能研究。
分析了一种新的能量变换模式，即双向开关高频直接AC／AC变换模式，并就其应用于非接触电能传输系统的有关控制问题以及相关特性进行了系统研究。
该方式由于无直流环节与高频逆变环节，功率器件少，功耗少，变换器体积小等特点，使系统的初级能量变换具有高效率，高功率因素，并增强了系统稳定性。
1.6本章结论
本章介绍了非接触系统的概况、研究现状；阐述了非接触供电系统的供电原理；最后阐述了本论文的研究目的、研究意义以及论文的主要内容。
以及简单的原理介绍等，为本次毕业设计方向奠定了基础的同时也确定了研究目标。
2全桥型驱动电路电压输入波形谐波分析
经过皮肤能量传递系统提供了用于生物医学设备植入式供电的非接触穿透皮肤的新方法。
由于该系统使用了高频率关的功能，为了安全考虑此设计系统必须符合EMC框架和安全保证。
本文提出了变频器全桥输入的电压谐波分析方法，用小参数和频闪映射的方法建立非线性模型，然后进行分析。
稳态分析结果表明，在零电流软开关（ZCS）的谐振频率时，电压馈送LCL型转换器不仅具有使最小电流开关失真作用，还可以提供更高的功率和相比传统的工作在标准谐振频率不能实现充分ZCS的优势。
得到的研究结果对电磁干扰的分析、电压馈送LCL型转换器和TET（测试设备组）应用设计特性的研究是非常有用的。
稳态下的交流阻抗分析方法[5-8]和广义状态空间平均（GSSA）方法[经常被用来分析谐振变换器TET系统的稳态运行的状态。
交流阻抗分析方法是基于假设励磁电压或电流源的正弦频率和系统谐振频率都是由谐振电路（即共振频率）决定的，即当系统最大功率达到饱和状态时，小型和中型的谐振槽与系统开关频率具有相同的谐振频率。
然而在实际上，电力电子电路的谐波分量和他们系统上无法操作频率的因素都影响谐波含量分析。
GSSA的方法是通过一个滑动窗口实时更换域变量中的复杂的傅里叶系数变量。
该系统是利用线性列表得到动态线性模型，然后用于分析谐振电路的性能，虽然这种方法在理论上是有效的，但是通常由于GSSA模型在实际电路的分析和设计中很复杂，所以GSSA方法并没有多少实用性。
另一种分析方法是在1994年提出的，它结合了谐波平衡和摄动技术分析PWM开关模式转换器来分析的。
此方法也被称为等效小参量法（ESPM），而且已被证明是一个简单准确分析硬开关PWM控制[12-16]非线性高阶的DC-DC转换器的方法。
不过在将此方法应用于软开关变换器的困难是必须事先知道软开关的频率。
在本文中，该ESPM的方法扩展到进行全零电流开关变换器的谐波分析，电压馈入全桥式LCL型TET系统使用的是组织分析和频闪映射方法（SMM）。
计算当系统在固定的正常谐振频率和ZCS谐振频率工作时，波形的基波与谐波含量结果从而进行比较。
ESPM方法采用了Matlab方法计算结果进行数值模拟得出再由PSPICE得出最终结果。
最后电能传递给基于已评估过的谐波负载的负载电压波形来维持平衡。
2.1LCL-Tet系统非线性模型
电压馈全桥LCL-TET系统如图2-1。
假设所有的开关和电压源都是工作在理想状态，切换周期是
，开关的占空比为50%。
在这里，我们介绍一个非线性周期函数g（t）。
函数g（t）如下:
（2-1）
在阶跃函数
中。
使用函数g（t），Tet系统的稳态等效电路可以被建模为一个周期时变系统。
图2-1全桥式LCL型TET系统的基本结构
该系统微分描述方程如下：
（2-2）
稳定状态的解决方案
（2）可以得到如图所示ESPM的方法[14]。
（2-3）
，
是函数g（t）傅立叶级数展开系数。
C.C表示复共轭
（2-4）
方程（3）给出了简单的稳态电压馈全桥LCL型TET系统的解。
它包括奇次谐波项和其他高阶谐波项。
作为稳态交流分析方法时的结果奇次谐波在系统在谐振频率是固定的情况下用方程
（2）的方法得到了相同的解决方案。
2.2固定频率的谐波分析
目前，设计一个Tet系统的操作惯例是强制系统处在标准的谐振频率下，在初级和次级电路完全调谐到这个频率时，达到近似最大功率[5-8]。
系统在完全调谐频率操作条件的频率计算如下：
（2-5）
对全桥变换器LCL型参数如表1所示，当系统在在标准谐振频率180kHz操作时PSPICE仿真结果如图2-2所示。
、
、
的波形和频谱的ESPM分别见图2-3、图2-4
图2-2用Pspic的稳态波形仿真
图2-3稳态波形的ESPM分析
（I[Lr]为粗实线、I[Lp]为细实线、V[Cs]为虚线）
图2-2所示的仿真结果与图2-3所示的ESPM结果吻合很好。
可以看出，即使系统是处于完全的调频情况下，第二次和第三次谐波的开关电流波形还是很大。
在这种情况下，总谐波失真（THD）的电流
计算如下：
2.3ZCS谐振频率的谐波分析
电压馈全桥LCL型转换器能够实现控制开关在谐振频率为零时换向零电流交叉时刻的软开关。
所以当系统处在ZCS谐振频率操作下开关损耗和EMI都将大大降低。
该系统的零电流谐振频率是利用频闪映射方法[17]确定。
检测零电流交叉点的功能图表及函数如下。
表2-1充分调整LCL型转换器时的四个ZCP波形
ZCPs
T0
T0
T0
T0
Time（us）
3.77
4.59
11.32
11.67
ZCSf（khz）
265.5
217.84
88.33
85.65
THDofir
0.51%
39.12%
616.4%
141.6%
其中A=-G（0），B1=-B，Y=[10000]为选择向量，I为具有与矩阵A相同顺序的单位矩阵。
1）完全调谐系统（Lr=Lp）
所有使用参数与表1里面的相同，已经发现了会有四零个交叉点（ZCP）可在该转换器实现零电流软开关。
这四个ZCP及其相应的ZCS谐振频率记录在表II。
当转换器在ZCP点工作时，操作系统中二次谐波T2和T3占主导地位（从图2-8的（c）和（d）可以看出），谐波含量超过1。
（b）和（d）应用于在实际中但应避免较高的THD，而（c）被应用于感应加热。
当工作在T0点，电流振荡的开关频率相同，而其他三个ZCS结果在一个频率周期时间内切换振荡。
案例
（一）代表了基本的ZCS模式。
另三例被称为高阶谐振模式。
B系统部分谐调（Lr≠Lp）
该系统在部分的调谐操作条件给出了以下函数，
（2-8）
其中Lr≠Lp就两种不同情况进行分析，
（1）
；
（2）
，ZCPS检测函数见表10。
当
时，从图2-10（a）可以看到系统中有两个ZCP。
如果系统运行在标准的谐振频率，
的THD为22.89%。
图2-4零交叉点检测功能表
（1）
（2）
当
时，从图2-4（b）可以看到系统中有8个ZCP。
的THD结果见表四，除T3外，ZCP点在一个开关周期其第二谐波是电流振荡的3倍。
其频谱波形如图13和图14所示。
在T3的ZCP点，THD值用以下函数计算：
（2-9）
电流
的谐振频率THD为97.3%。
2.4电力输送的比较
除了在工作时系统的波形谐波分析，输出功率的分析结果也在列在表V（固定的名义谐振模式）和VI（ZCS模式）呈现出来了。
从表V可以看出如果主级和次级电路都是完全的调谐模式下电感Lr对输出功率影响比在固定的名义谐振频率情况下要小得多。
从表VI可看出在所有可能的ZCS模式中，处于基频的ZCS模式可以提供比其他高阶ZCS模式更高的功率。
但在另一方面，当系统在每个可能的ZCS操作谐振频率下，特别是运行在基频的ZCS模式下电感Lr对输出功率的影响是显著的。
这是由于电感Lr值改变了系统的ZCPs。
Lr值越低，基本ZCS系统的谐振频率就越高，就能传递出更多的输出功率。
表2-2固定的名义谐振模式下输出功率的比较表
MODE
Partialtuned
Fullytuned
Partialtuned
Lr=0.5Lp
Lr=Lp
Lr=2Lp
F=180khz
7.47
7.05
5.59
表2-3ZCS谐振模式下输出功率的比较
ZCPsMODE
Partialtuned
Fullytuned
Partialtuned
Lr=0.5Lp
Lr=Lp
Lr=2Lp
T0
576
303.3
49.1
T1
2.5
4.2
5.8
T2
68.5
31.8
5.8
T3
1.1
3.1
T4
25
T5
2.1
T6
11.6
T7
2.2
进一步比较表2-2和表2-3，在相同的系统下，频率负载在基本的ZCS模式下比在固定的名义谐振下能够传递更高的功率，完全可以从7.05W调整到303.5W。
2.5结论
在本文中，建立在一个周期内随时间变化非线性模型的模式以及SMM方法都可应用于分析生物医学LCL型和TET系统在电压馈全桥的谐波失真状态。
通过研究固定名义的谐振模式和ZCS模式，可以发现虽然高阶谐振模能够降低在高频率的电流波形生成时开关频率式，但基本ZCS模式能够产生较少的开关电流失真现象，并提供比其他的操作模式更多的功率。
这项研究的成果对设计下一代的电源转换器，以及应用电磁干扰和降低TET的功率损耗等后续研究都是非常有用的。
3基于旋转变压器的非接触电能传输系统
本章讨论了应用于旋转变压器非接触能量传输。
利用旋转变压器来替代电线和集滑环；灌形磁芯几何用于旋转变压器的不同绕组和拓扑结构的比较；变压器在电磁域和热域的分析；每个模型的不同域是分开的。
有效性的分析模型二维和三维数值的模拟和测量。
原型旋转变压器的旋转速率1千瓦的峰值，旋转速度为6000转/min。
原型制造使用的是罐形磁芯和测试的实验装置。
一个克服电线和滑动环这些缺点的方法是采用旋转变压器非接触式能量传递系统。
变压器转换电源在一个气隙，一个物理分离提供能够旋转变压器的二次侧。
额外的优势可以自由在绕组的比例，改造主要电压等级的负载的要求
轴向旋转和罐芯变压器可以用于旋转变压器。
双方进行了中从总量与效率。
锅核心几何，图3-1所示，提供更好的性能指标方面的磁通密度，磁耦合和损失。
因此，这个拓扑会在这篇论文中进一步探讨。
峰值功率为1千瓦的旋转变压器转移到负载的设计，以6000转/m转动的电子器件上的负载需要输入直流电压为50伏，首先，几何的旋转变压器的分析。
其次，来源于电磁和热性能的变压器模型分析。
最后，原型变压器的设计和制造来证明模型分析。
3.1能量转移拓扑
旋转变压器的工作原理可从法拉弟定律和安培环路定律获得。
应有楞次定律并获得正玄激励，等效产生一个方程的感应电压超过n-turn绕组和表达的转移，独立的数量化
（3-1）
（3-2）
其中
是施加电压的频率，
是峰值磁通密度，
形状的填充因子的绕组。
横截面的内芯
，是最小的核心区域，S是可绕组，定义如图3-1。
几何顶视图和截面转动壶形铁芯变压器是的图2a和图2b。
相应的几何参数中列出的表1，这些表达式可用于确定核心几何和主要参数在开始设计一个旋转变压器。
在每一个核心压痕可以发现，引导线该绕组的核心，创造了一个不完整的轴对称布局。
影响的压痕的权力转移在旋转过程中的三维有限元研究模型[7]。
图3a-d表明反应的中学电压变化的电阻负载不同相对位置的核心凹陷部分。
在每一个图额外插入相同的反应曲线不同的角位置被发现。
可以假定为一个轴对称几何进一步分析。
图3-1壶形磁芯的几何顶视图（a）和截面（b）
图3-2、不同相对角的二次电压特性在核心的缩进位置
图3-3、同轴相邻绕组的拓扑结构（a）和（b）
表3-1图2图4的几何参数
旋转变压器可以作为直流-直流电源转换器系统的一部分。
在初级侧的旋转变压器，由一个全桥式转换器将一个直流电压转换为高频电压。
从而降低了变压器的尺寸和最大的功率传输，如图3-2所示。
在变压器的二次侧，高频电压经过整流，提供给负载。
两种不同的拓扑结构放置在绕组旋转壶形铁芯变压器伤。
第一部分是相邻的拓扑绕组的拓扑结构，这是显示在图3-3（a），其中每个绕组放在一个单独的核心的一半。
因此，一个侧变压器可以完全独立于对方，例如，放置在真空中。
二拓扑是同轴绕组的拓扑结构，这是显示在图3-3（b），在那里绕组放在每个其他。
这种拓扑需要使用一个额外的绕组筒管，从而降低了有效绕组区。
因为两个绕组绕每一个小缺口之间的振动，由于旋转容易损坏绕组。
在本文中，两绕组的拓扑结构进行了比较和差异从磁和电角度的确定。
3.2旋转变压器的电磁学和热学建模
1、磁模型：
一个轴对称磁场磁阻模型导出了计算电感变压器。
磁通量路径，已确定由一个二维有限元模型和基于物理布局磁阻模型已经建立。
该模型表明，对于相邻绕组的拓扑。
R代表磁阻、下标c,ag,lk分别代表核心、气隙、泄漏路径的磁通。
结合各一半的核心和间隙结果，磁阻网络可改写为一等效电路，其中，
励磁电感，
、
分别代表了漏电感的一次侧和二次侧。
1）磁化的磁化电感电感计算。
（3-3）
（3-4）
其中Ro和Ri分别是外部和内部核心半径的一
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