跨时钟域信号同步方法6种.docx
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跨时钟域信号同步方法6种
跨时钟域信号同步方法6种
跨时钟域信号同步方法6种
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1引言
基于FPGA的数字系统设计中大都推荐采用同步时序的设计，也就是单时钟系统。
但是实际的工程中，纯粹单时钟系统设计的情况很少，特别是设计模块与外围芯片的通信中，跨时钟域的情况经常不可避免。
如果对跨时钟域带来的亚稳态、采样丢失、潜在逻辑错误等等一系列问题处理不当，将导致系统无法运行。
本文总结出了几种同步策略来解决跨时钟域问题。
2异步设计中的亚稳态
触发器是FPGA设计中最常用的基本器件。
触发器工作过程中存在数据的建立（setup）和保持（hold）时间。
对于使用上升沿触发的触发器来说，建立时间就是在时钟上升沿到来之前，触发器数据端数据保持稳定的最小时间。
而保持时间是时钟上升沿到来之后，触发器数据端数据还应该继续保持稳定的最小时间。
我们把这段时间成为setup-hold时间（如图1所示）。
在这个时间参数内，输入信号在时钟的上升沿是不允许发生变化的。
如果输入信号在这段时间内发生了变化，输出结果将是不可知的，即亚稳态（Metastability）
图1
一个信号在过渡到另一个时钟域时，如果仅仅用一个触发器将其锁存，那么采样的结果将可能是亚稳态。
这也就是信号在跨时钟域时应该注意的问题。
如图2所示。
信号dat经过一个锁存器的输出数据为a_dat。
用时钟b_clk进行采样的时候，如果a_dat正好在b_clk的setup-hold时间内发生变化，此时b_dat就既不是逻辑"1"，也不是逻辑"0"，而是处于中间状态。
经过一段时间之后，有可能回升到高电平，也有可能降低到低电平。
输出信号处于中间状态到恢复为逻辑"1"或逻辑"0"的这段时间，我们称之为亚稳态时间。
触发器进入亚稳态的时间可以用参数MTBF（MeanTimeBetweenFailures）来描述，MTBF即触发器采样失败的时间间隔，表示为：
其中fclock表示系统时钟频率，fdata代表异步输入信号的频率，tmet代表不会引起故障的最长亚稳态时间，C1和C2分别为与器件特性相关的常数。
如果MTBF很大，就认为这个设计在实际工作中是能够正常运行的，不会因为亚稳态导致整个系统的失效。
当触发器处于亚稳态，且处于亚稳态的时间超过了一个时钟周期，这种不确定的状态还会影响到下一级的触发器，最终导致连锁反应，从而使整个系统功能失常。
3同步策略
在异步设计中，完全避免亚稳态是不可能的。
因此，设计的基本思路应该是：
首先尽可能减少出现亚稳态的可能性，其次是尽可能减少出现亚稳态并给系统带来危害的可能性。
以下是根据实际工作总结出来的几种同步策略。
3.1电平同步器
为了避免进入亚稳态，应当使参数MTBF尽可能大。
通常采用的方法是双锁存器法，即在一个信号进入另一个时钟域之前，将该信号用两个锁存器连续锁存两次（如图3所示）。
理论研究表明这种设计可以将出现亚稳态的几率降低到一个很小的程度，但这种方法同时带来了对输入信号的一级延时，需要在设计时钟的时候加以注意。
对于上面的双锁存器法，如果a_clk的频率比b_clk的频率高，将可能出现因为dat变化太快，而使b_clk无法采样的问题。
即在信号从快时钟域向慢时钟域过渡的时候，如果信号变化太快，慢时钟将可能无法对该信号进行正确的采样，所以在使用双锁存器法的时候，应该使原始信号保持足够长的时间，以便另一个时钟域的锁存器可以正确地对其进行采样。
3.2边沿同步器
如果我们需要用跳变沿而不是电平又该怎样处理呢，在电平同步器之后再加一级触发器，用第二级触发器的输出和第三级触发器的输出来进行操作。
这种结构叫做边沿同步器。
always@（posedgeClk）
begin
inputs_reg1<=inputs;
inputs_reg2<=inputs_reg1;
inputs_reg3<=inputs_reg2;
if（inputs_reg2==1'b1&&inputs_reg3==1'b0）
begin
...
end
...
end
以上两种同步器在慢时钟域信号同步入快时钟域时工作的很好，但是反过来的话，可能就工作不正常了。
举一个很简单的例子，如果被同步的信号脉冲只有一个快时钟周期宽，且位于慢时钟的两个相邻跳变沿之间，那么是采不到的。
这时就需要采用脉冲同步器。
这种同步器也是由3个触发器组成，同时需要对发送信号做一些处理。
3.3脉冲同步器
脉冲同步器的输入信号是一个单时钟宽度脉冲，它触发原时钟域中的一个翻转电路（下图）。
每当翻转电路接收到一个脉冲时，它就会在高、低电平间进行转换，然后通过电平同步器到达异或门的一个输入端，而另一个信号经一个时钟周期的延迟进入异或门的另一端，翻转电路每转换一次状态，这个同步器的输出端就产生一个单时钟宽度的脉冲。
图：
脉冲同步器的输入信号是一个单时钟宽度脉冲，它触发原时钟域中的一个翻转电路
脉冲同步器的基本功能是从某个时钟域取出一个单时钟宽度脉冲，然后在新的时钟域中建立另一个单时钟宽度的脉冲。
脉冲同步器也有一个限制，即输入脉冲之间的最小间隔必须等于两个同步器时钟周期。
如果输入脉冲相互过近，则新时钟域中的输出脉冲也紧密相邻，结果是输出脉冲宽度比一个时钟周期宽。
当输入脉冲时钟周期大于两个同步器时钟周期时，这个问题更加严重。
这种情况下，如果输入脉冲相邻太近，则同步器就不能检测到每个脉冲。
3.4结绳法
由于双锁存器法在快时钟域向慢时钟域过渡中可能存在采样失效的问题，我们引入了一种安全的跨时钟域的方法：
结绳法。
结绳法适合任何时钟域的过渡（clk1，clk2的频率和相位关系可以任意选定），如图4所示。
如握手协议等。
当几个电路不能预知相互的响应时间时，握手方法能让数字电路间实现有效的通信。
例如，仲裁总线结构可以让一个以上的电路请求使用单个的总线，用仲裁方法来决定哪个电路可以获得总线的访问权，例如PCI或AMBA（高级微控制器总线架构）。
每个电路都发出一个请求信号，由仲裁逻辑决定谁是“赢家”。
获胜的电路会收到一个应答，表示它可以访问总线。
该电路于是中断请求，开始使用总线。
不同时钟域电路使用的握手协议有两种基本类型：
全握手（Full-handshake）和部分握手（partial-handshake）。
每种类型的握手都要用同步器，每种都各有自己的优缺点。
对全握手信号，双方电路在声明或中止各自的握手信号前都要等待对方的响应（图4）。
首先，电路A声明它的请求信号，然后，电路B检测到该请求信号有效后，声明它的响应信号。
当电路A检测到响应信号有效后，中止自己的请求信号。
最后，当电路B检测到请求无效后，它中止自己的响应信号。
除非电路A检测到无效的响应信号，否则它不会再声明新的请求信号。
图4，对全握手信号，双方电路在声明或中止各自的握手信号前都要等待对方的响应。
这种类型的握手使用了电平同步器。
设计人员将这种技术用在如下情况：
响应电路（电路B）需要告知请求电路（电路A）它可以处理请求。
这种握手方法要求请求电路延迟它的下一个请求，直到它检测到响应信号无效。
可以用经验估算法判断这个协议的时序：
信号跨越一个时钟域要花两个时钟周期的时间，信号在跨越多个时钟域前被电路寄存。
全部的时间序列是：
A时钟域中最多五个周期加上B时钟域最多六个周期。
全握手类型很强健，因为通过检测请求与响应信号，每个电路都清楚地知道对方的状态。
这种方式的不足之处是完成所有交互的整个过程要花费很多时钟周期。
另一种类型是部分握手，它可以缩短这些事件的过程。
使用部分握手信号时，通信双方的电路都不等对方的响应就中止各自的信号，并继续执行握手命令序列。
部分握手类型比全握手类型在健壮性方面稍弱，因为握手信号并不指示各自电路的状态，每一电路都必须保存状态信息（在全握手信号里这个信息被送出去）。
但是，由于无需等待其它电路的响应，完整的事件序列花费时间较少。
当使用部分握手信号方式时，响应的电路必须以正确的时序产生它的信号。
如果响应电路要求先处理完一个请求，然后才能处理下一个请求，则响应信号的时序就很重要。
电路用它的响应信号来指示它的处理任务何时完成。
一种部分握手方法混合了电平与脉冲信号，而其它的方法则只使用脉冲信号。
在第一种部分握手方法中，电路A以有效电平声明其请求信号，电路B则以一个单时钟宽度脉冲作为响应。
此时，电路B并不关心电路A何时中止它的请求信号。
但为了使这种方法成立，电路A中止请求信号至少要有一个时钟周期长，否则，电路B就不能区别前一个请求和新的请求。
在这种握手方式下，电路B为请求信号使用一个电平同步器，电路A为响应信号使用一个脉冲同步器。
只有当电路B检测到请求信号时才发出响应脉冲。
这种情况可以使电路A通过控制其请求信号的时序，控制同步器接收到的脉冲间隔（图5）。
同样可以用经验估算法确定时序，即信号跨越一个时钟域要花两个时钟周期并且在跨越时钟域前被电路寄存。
图5，在一种部分握手方法中，电路A发出它的请求信号，电路B则以一个单时钟宽度脉冲作为响应。
全部的序列为A时钟域最多三个周期加上B时钟域最多五个周期。
这种部分握手方法比全握手方法在A、B两个时钟域分别少用了两个和一个时钟周期。
如果采用第二种部分握手方法可以再减少一些时钟周期，此时电路A用一个单时钟宽度脉冲发出它的请求，而电路B也用一个单时钟宽度脉冲响应这个请求。
这种情况下，两个电路都需要保存状态，以指示请求正待处理。
图6，这种握手类型使用的是脉冲同步器，但如果其中一个电路时钟比另一个电路时钟快两倍，则可以用边沿检测同步器来代替。
这种握手类型使用的是脉冲同步器，但如果其中一个电路时钟比另一个电路时钟快两倍，则可以用边沿检测同步器来代替（图6）。
完整的时序是：
A时钟域最多两个周期加上B时钟域最多三个周期。
所以这种部分握手技术与全握手方法相比，在A时钟域少用三个时钟周期，在B时钟域也少用三个时钟周期。
同时，也比第一种部分握手方法分别在A、B时钟域快了一个和两个周期。
这些握手协议针对的都是跨越时钟域的单一信号。
但当几组信号要跨越时钟域时，设计人员就需要使用更加复杂的信号传送方法。
3.6异步FIFO
在现代的集成电路芯片中,随着设计规模的不断扩大,一个系统中往往含有数个时钟。
多时钟域带来的一个问题就是,如何设计异步时钟之间的接口电路。
异步FIFO（FirstInFirstOut）是解决这个问题一种简便、快捷的解决方案。
使用异步FIFO可以在两个不同时钟系统之间快速而方便地传输实时数据。
在网络接口、图像处理等方面,异步FIFO得到了广泛的应用。
异步FIFO是一种先进先出的电路,使用在需要产时数据接口的部分,用来存储、缓冲在两个异步时钟之间的数据传输。
在异步电路中,由于时钟之间周期和相位完全独立,因而数据的丢失概率不为零。
由图1可以看出：
整个系统分为两个完全独立的时钟域——读时钟域和写时间域;FIFO的存储介质为一块双端口RAM,可以同时进行读写操作。
在写时钟域部分,由写地址产生逻辑产生写控制信号和写地址;读时钟部分由读地址产生逻辑产生读控制信号和读地址。
在空/满标志产生部分,由读写地址相互比较产生空/满标志。
设计异步FIFO有两个难点：
一是如何同步异步信号,使触发器不产生亚稳态;二是如何正确地设计空、满以及几乎满等信号的控制电路。
3.6.1亚稳态问题的解决
在数字集成电路中,触发器要满足setup/hold的时间要求。
当一个信号被寄存器锁存时,如果信号和时钟之间不满足这个要求,Q端的值是不确定的,并且在未知的时刻会固定到高电平或低电平。
这个过程称为亚稳态（Metastability）。
图2所示为异步时钟和亚稳态,图中clka和clkb为异步时钟。
亚稳态必定会发生在异步FIFO中。
图中在异步FIFO中,电路外部的输入和内部的时钟之间是毫无时间关系的,因此setup/hold冲突是必然的;同在电路内部的两个没有关系的时钟域之间的信号传递,也必须会导致setup/hold冲突。
虽然亚稳态是不可避免的,但是,下面的设计改进可以将其发生的概率降低到一个可以接受的程度。
①对写地址/读地址采用格雷码。
由实践可知,同步多个异步输入信号出现亚稳态的概率远远大于同步一个异步信号的概率。
对多个触发器的输出所组成的写地址/读地址可以采用格雷码。
由于格雷码每次只变化一位,采用格雷码可以有效地减少亚稳态的产生。
②采用触发器来同步异步输入信号,如图3中的两极触发器可以将出现亚稳态的几率降低到一个很小的程度。
但是,正如图3所示,这种方法同时带来了对输入信号的一级延时,需要在设计时钟的时候加以注意。
3.6.2空/满标志的产生
空/满标志的产生FIFO的核心部分。
如何正确设计此部分的逻辑,直接影响到FIFO的性能。
空/满标志产生的原则是：
写满不溢出,读空不多读。
即无论在什么进修,都不应出现读写地址同时对一个存储器地址操作的情况。
在读写地址相等或相差一个或多个地址的时候,满标志应该有效,表示此时FIFO已满,外部电路应对FIFO发数据。
在满信号有效时写数据,应根据设计的要求,或保持、或抛弃重发。
同理,空标志的产生也是如此,即：
空标志<=（|写地址-读地址|<=预定值）AND（写地址超前读地址）
满标志<=（|写地址-读地址|<=预定值）AND（读地址超前写地址）
最直接的做法是,采用读写地址相比较来产生空满标志。
如图4所示,当读写地址的差值等于一个预设值的时候,空/满信号被置位。
这种实现方法逻辑简单,但它是减法器形成的一个比较大的组合逻辑,因而限制了FIFO的速度。
所以,一般只采用相等不相等的比较逻辑,避免使用减法器。
图5是另外一种常用的设计,比较器只对读写地址比较是否相等。
在读写地址相等的时候有两种情况：
满或者空。
所以,附加了一个并行的区间判断逻辑来指示是空还是满。
这个区间判断逻辑将整个地址空间分为几个部分,以指示读写地址的相对位置。
这种做法提高了整个电路的速度,但是也有其缺点。
主要是直接采用读写地址等于不等于的比较逻辑来进行空/满标志的判断,可以带来误判。
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