外文翻译单相谐振LC电路.docx
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外文翻译单相谐振LC电路
使用若干自动开关电容的单相LC谐振电路
DanielSiemaszko，ChristianRodandAlfredC.Rufer
摘要：
此论文提出了采用AC电路来带动谐振电路产生不同谐振频率的工作原理。
在这里，含有可变电容的单相LC振荡器的激励信号来自一个宽带放大器或电压源逆变器。
由于这层原因，我们可以把一系列不同电容值的开关电容通过双向开关连接到主电路当中。
为了允许零电流到零电压之间的转换的这种技术的实现，该设备采用了精密控制驱动电路，有基于局部测量的自我转换功能。
我们通过实验验证一种新的振荡电路，它是可以维护当前电路的新的控制器，并提出了一种新的用反馈方式测量交流电得方法。
关键词：
反馈方式自我转换设备单相交流电路开关电容二阶导数过零检测有限次数测量
1前言
在粒子加速器的研究领域里研究出了一种测量的方法：
在同步回旋加速器电路中测量所谓AC电路的功率。
几个振荡20-kW极磁铁驱动横向光束同步机器的诊断。
如图[1]、[2]所示。
因为在磁场中产生的高强度电流，我们便采用了并联共振电容，就如图[3]-[6]所介绍的。
为了达到测量的目的，以及为了更改和调整磁铁激发的操作频率而更改输入阻抗系统，就如图[7][8]所呈现的。
调谐电路的问题都会产生一个强制性的无功功率，使工作频率及自然共振频率之间的区别非常大。
在若干个解决方案中,使用一个可变的电容Cω,显示在图1,调整到符合电路的操作中心频率，收看为符合工作频率,允许我们去实现一个很宽的谐振模式的频率范围并且没有高无功功率的补偿。
在当前的磁铁的交互应用通信中，它表现为互感，是依靠电流源所提供的电流I输入。
当工作频率与等效振荡器的谐振频率相当时，这种贡献将会是最小的。
图1.采用可变电容组成的LC谐振电路
我们可以实现用模拟方法来改变电容的值而完成一个可变电容，它的原理实现呈现在图[9]。
在这篇论文中，我们有一个独立的解决方案：
用可变电容的众多值来匹配宽频带的谐振频率。
在这里我们用双相开关来实现多个电容的连接。
虽然一个电容器的断开不需要特别的操作。
但是这些并联的电容不能随时的进行动态的连接。
为了避免电路中大的振荡瞬变现象的发生，交换必须在电容电压稳定的前提下进行。
也由于这层原因，这些双向作用的开关，由有源装置和并联二极管驱动智能就近控制电路、测量的变量值两种电流和电压的方向,就如图[10]和[11]所介绍的。
在矩阵变换器中已经实现了就近原则。
在阵列中的门驱动器允许电流在适当方向上传导，可让自然整流的二极管完成零电压值的电压开关功能和零电流值的电流开关功能。
在此基础上符合局部兼容性原则的驱动电路，能让传导电流和阻塞电压都通过双向开关。
如果把高的工作频率考虑在内，那么电流强度的控制则是一个非常值得研究探讨的问题。
采样频率的控制因为数值控制器的可利用频带宽度限制，而使传统的控制变得不适当。
一种测量和控制高频交流电的方法在回归法的基础上演变出来了。
本文的主要目的在于通过当运用电容组时在LC振荡电路中谐振频率所发生的变化的实验来验证自我转换原理。
为了实现这个，采用数量有所减少的电容器组和双向开关来缩小功率电路规模。
在主要的感应器和测量中电流强度的控制采用了逆行法，它不仅成功实现了，而且还打开了新的单频研究领域。
2谐振电路
谐振电路用四个交换电容实现了，并且用一个简单的调节器进行了实验。
驱动系统都经过了精心的设计以打开和关闭在合适的条件的连接被动元素的装置。
2.1主体计划和原则
实现电路如图2所示。
C0到C3四个电容器主要通过双向开关分别被连接到互感S0到S3。
谐振电路的电流源由电压源反相器环节和一个连接馈电感组成。
电感器的操作频率取决于电压源。
为了配合产生的谐振频率与操作的频率，在系统中电容器对调了。
当频差趋于零时,电压源产生一种小电流的贡献,主要是为了补偿损耗。
当频差增加时,有较强的无功部分出现,会引起电流更大的损耗。
从这种观点看来,使用大量开关电容使这个系统在一个宽频率范围去接近谐振。
2.2自动换过程
连接电容的开关实现电容器在零电压和零电流的情况下自交换功能，以便在相当电压下允许电容的插入。
一个接近控制策略，作为通过开关电流和电压极性测量功能在[10]和[11]中定义了，被采用。
实施的原则，如图3所示，包括一个控制关闭和开放的外部信号的接收单位。
在这种情况下，这个过程采用自然的交换能力通过关闭设备不会阻止二极管电容和储库之间的电压差。
在过零电压，整个共振电流电路开始在流经二极管，这个过程通过关闭剩余的开关来结束。
双向活动开关的标志在[10]中已经介绍了。
其独立内部结构，代表一个双向的单片开关，如最近在[15]–[17]中介绍的研发结构。
对于这项工作，一个用MOSFET串行连接使用反向进行能力的双向开关已经组成。
MOSFET在其线性区域的运作被限制。
当前，作为导通电阻的产品，利用二极管的结电压被限制。
在这个实验中，实现晶体管IRFP4242的允许反向电流通过其通道高达到20A。
虽然连接的电容器的开启过程不需要特别的注意，一个逻辑电路已实行为了打开连接在零电流开关相应的电容器。
此功能允许结束得到同等电流的电感的谐振。
图2实现电路的原理图3自开关设备的原则
2.3控制顺序
实现的逻辑由两个触发器，每个控制开关的方向进行。
极性的测量，通过每个设备端连接具有低偏移比较器实现，在[12]中描述了。
开关状态提供一个逻辑值由外部控制器。
本地控制单元，鉴于图4，生产实现相应的逻辑顺序零电流关断和零电压电容器开启通过共同的栅极驱动器。
双向开关的状态由外部信号，使实现的控制顺序。
图5显示了当开关打开和关闭时，一个序列的例子。
在状态1，开关导通，与实测电流的极性是正。
由于控制器在状态2下的信号变成一个低电平，反向传导的开关（CTRL）关闭，此二极管工作。
由于电流的极性下降到零状态3，提前进行MOSFET关断，此二极管转为正电压。
在这一点上，状态3，电压极性在无双向开关的影响情况下可能会改变。
作为控制器信号变成一个高电平，在状态4下，自测量电压极性为负，一个非阻塞MOSFET（Ctrl）接通。
当电压上升到零值和以前阻塞在零电压条件下，电流开始控制开关。
所描述的顺序，状态5，在没有双向开关的影响情况下，电流可能会改变其极性，
3参数计算
该电路的互感电流Iac=10A，该电路的工作频率范围是3—6.5千赫。
互感值事先已给定，为LM=300μH。
电容器的值是分布在一定区间的，所以谐振频率和工作频率是可以任意匹配的。
图4自开关逻辑模块。
图5自开关控制序列
3.1电容器组的公式计算
这里有两种调节电容器组值得方式使其频率落在电路的工作频率范围类。
即通过调节线性分布的谐振频率或者是电容值。
一方面,一个线性分布的N个谐振频率需要跟同样有N个电容器值来满足下面公式
（1）,在这个公式里，f0是最小谐振频率。
另一方面,一个线性的有2N个电容器值和N电容器的两个连续幂分布在一个组合里。
一个二进制N-bit以下代码,越少的有效比特代表着越小的电容器值。
符合电容器的最小值。
在这种情况下,大多数的共振频率与它的下界预估有一个不固定的差异。
（1）
表格I电容和频率分布
一个电容值线性分布的电容器组的最高频差太大而无法实现。
因此，一个主要的电容器C0有价值的对应最高的谐振频率并且总是连接到感应器。
其他的三个电容器C1和C2被加到以下3-b二进制编码电路中。
它们之间的比较和分布都总结到了表I当中。
它们对共振频率和增益的影响,就定义为电感电流Iac,和输入I输入如图6（a）和（b）里黑粗线条所表示。
图6谐振频率线性频率分布（a）和（b）线性电容分布。
增益值与线性分布达到共振频率有一个固定值,如图6（a）所示。
然而,由于更多的共振频率可到达在一个线性电路的分布,并提出了相应的保持较高增益值,虽然他们的分布是不真实的常数。
由于这个原因,我们选择了一个电容值是线性分布的电容。
3.2电感的链接和参数计算
连接的电感的大小需要考虑到电压源的一些缺陷。
事实上，不同频率的电压源由不同电压值的变频器来实现。
变频器用作脉宽调制，由电压值Ue以及电流Iac的作用，它在工作电范围内产生了频谱，即调制引起的多次谐波。
选择调制策略允许一个明显的的切换频率的两倍通过比较两个正弦信号，这是180◦相移，具有与三角载波相同的相移。
第一开关谐波频率对应的双开关频率[18]，它在这里设置fs=50。
因此，可以将输入电压的频谱分为三个不同的区间。
第一，6.5kHz以下，对应操作区间。
第二，在6.5kHz和100kHz之间，是空的。
第三，100kHz以上，包含开关谐波。
Iac和Ue之间的传递函数分析
（2）表明这是依赖于一个极ωp连接电感Lf和谐振电路的等效电容Cω,，由（3）可得。
（2）
（3）
电感Lf的值的大小，取决于将极点ωp放在谐波频谱的空白区域。
通过这种方式，不从电压源逆变器的谐波被放大谐振现象
（2）及（3）。
作为最高可能的运行频率达到连接电容C0，极点值放置在几何最低和最高频率的平均值于空谐波区域，如图7所示。
事实上，这解决方案是最佳折衷之间的电压衰减源的谐波和经营稳定的频率区域。
连接电感值可由下式推导出
（4）
实验波形如图。
17（a）表明，没有高频率的电压源产生的谐波逆变器出现在主电流Iac。
这种方法因此得到验证。
图7和之间的传递函数的波特图
4谐振电路的控制
为了补偿在谐振的欧姆电路损耗，控制策略需要将主电感的幅度维持在10A。
高工作频率和附近阳性两极系统上升采样，及带宽和在主电感电流的控制的稳定性问题。
4.1单相矢量控制
在[19]-[22]中介绍的调控策略，导致同步旋转轴系统和一个复杂的反馈回路的使用，使器不断校正。
因为单相系统需要计算其值的虚部，在复数域中常用三相系统实现。
在[23]中提出的传统的延迟方法导致不良的瞬态行为，如[24]所示，它提出基于q轴上模拟的解决方案。
图8显示调控方法模拟的实现。
考虑多变量的设计系统–比例积分控制器的设计是连接电感Lf，Vac被视为扰动。
注入电流通过谐振电路的等效导纳被控制。
图8向量控制方法
图9零阶系统
调节系统的稳定，对参考频率有一个明显的依赖，虽然谐振电路不被视为在控制器的设计。
仿真和分析计算表明，当共振频率低于旋转参考时，电压和电路中的电流值是不稳定的。
为了得到对谐振频率的独立控制，振荡器的电压被预设。
如前所述，在复数域的反馈主要是用在三相系统。
将其推广到单相控制电路需要被测电压的虚部的合成，也被称为第二个轴的仿真。
基于离散传递函数或状态模型的算法显示数值不稳定性，自谐振极点电路非常接近零，因此，极有可能成为积极因数值逼近。
另一方面，一个基于二阶广义积分（SOGI）[25]，用于控制单相系统的解决方案已经提出。
其结构简单，允许合成电压作为输入，并集成参数的正确调节允许第二轴仿真。
即使SOGI解决方案在稳态运行下提供了非常准确的的结果，其动作不够快，在瞬态期间，导致不稳定。
出于这个原因，一个简单但强大的控制器已发展。
4.2零阶系统控制
一个简单基于阻抗的的调节器，被开发出来。
如图9，这样的解决方案可以解决由于只考虑了不同幅值的近正极点系统引起的稳定性问题。
电感电流Iac与输入电压Ue之间的关系在（5）中给出，其中ω是脉动的。
（5）
与通常的PID控制策略不同，它是假设没有Ue与Iac之间的动态关系，也就是说，电流的大小是随时与Ue成正比的。
不过，需要一个控制器，以补偿系统模型错误，确保电流的大小与参考的相匹配的。
散积分控制器R（z），其离散传递函数由下给出，是用来控制电流大小：
（6）
闭环传递函数中Iac和Iref之间的关系由（7）式给出。
为了确保闭环系统的稳定性和zp极点，（8）式给出的传递函数，需要其幅值小于1。
此外，为了确保一个非振荡响应，zp必须为正。
这些考虑因素如（9）式所示，给出了积分控制器中Ki参数的限制。
（7）
（8）
（9）
（10）
如（5）中定义，Zobs是作为一个函数的工作频率和电容等效值被给出。
Zobs成为唯一依赖于频率和用于调整积分控制器参数Ki适合工作频率。
如图10，Iac和Ue之间的比例显示出线性近似是足够准确，以确保可接受的动态响应。
4.3电流测量
如前所述，所提出的控制策略是是基于Iac测量。
它的幅度计算，是从当前少量的离散采样。
当使用一个简单的RMS计算方法时，采样和信号频率之间的低比率导致精度低。
这个比例不能增加，因为控制器在采样频率的限制，一个创新的方法用于计算幅度和检测到的信号的相位已开发。
这种方法，和[26]类似，是基于简单的线性回归算法，适合少量样品。
假设检测电流是正弦，虽可表示为模型，其中∈代表测量误差。
（11）
由于信号的频率是由电压源确定的，从而由控制器，唯一的未知参数是α和β，这都与有线性依赖的Iac有关。
]在（12）中的x1[i]和x2[i]，其中Ts为采样周期,i是迭代指数。
正弦模型y[i]在给出的采样时间下，是α[i]和β[I]的函数。
（12）
图10在的频率范围内对Zobs的逼近及取值图11替代电流测量的仿真算法
模型系数用最小二乘法调整。
即使矩阵制定允许简单的模型参数的计算，像逆矩阵倒置仍然耗时。
因此，线性回归将导出的代数式模型系数的表达式，如以下，其中，m
表示采样的次数:
（13）
该算法是4.1kHz的的正弦波在20kHz采样频率下模拟的。
IAC在一个测得的电流IAC的幅度步的情况下的计算，表现出高可靠性如图11。
为了减小要求的计算能力，在每个采样时间只有前五个样本用于模型系数的计算。
5电路实现
实现缩小规模振荡器为10A,电感电流在100V和目标的自我交换的原则有效性进行评估，为可能的应用提供更高的电流。
电压源逆变器产生的吸收电流，调整共振频率接近数字控制的工作频率和尽可能等效谐振电容的准确选择整个转换器，包括电压源逆变器，实施中的一块电路板，控制器工作在工作频率的转换器，由用户选择。
图12逻辑驱动器中电容的连接
图14测量电流
图13整过电路（由控制电路与振动器组成）
5.1硬件实现
逻辑驱动电路，在2.3部分，如图12实现。
该电路是连接到主电路板，接近连接电容的开关。
两个钳位低偏移比较连接每一侧的双向开关的TLV3502给出器件上的电压和电流的极性。
简单的逻辑门产生两个独立的控制信号连接两种常见的栅极驱动器TC4422。
每个双向开关的合成与两个IRFP4242的MOSFET管逆向导电如2.3部分所描述。
这个非常简单的驱动电路使开关在零电流和零电压具有最大的准确度，避免与主控制器时延的和通过电感和电容元件时的瞬变。
主电路板，如图13，用常见的全桥电压源逆变器实现。
由于该电路是低功耗，即1千瓦，它也同时包含电感器，电容器组，双向开关。
电流测量是通过连接主电路板上的传感器发送到控制卡实现，如第四部分C中所描述。
基于DSP的外部控制信号产生及现场可编程门阵列（FPGA）为基础的控制单元。
控制信号通过外部的DSP和可编程门阵列（FPGA）为基础的控制单元产生。
回归方法测量，电容的选择，和吸取电流的控制都有DSPSHARCADSP2106X实现。
然后控制器发送参考信号到FPGA——它包含了三个级别电压源逆变器的调制和通过光纤发送所有控制信号到主电路板。
5.2频率调节和电容的选择
电感的工作频率由控制器设定。
工作电压源逆变器的参考信号由在采样期间Te以θ角度递增所产生，如（14）式所述。
这种方式允许在没有相步的情况下，生产频率变化。
当一个参考频率发生变化，优化的电容配置被相应选择。
整个电容器组的谐振和过渡频率被确定，因为与理论值相比，出现差异不大。
（14）
5.3电流测量
电流测量的实行回归的方法是在4.3部分中被提出。
控制器的采样频率设置为20kHz，被测的基准电流被设置为4.1kHz。
测得的电流，如图14，只有最后五个样本重构。
由于参考信号是外部器件所产生，与工作频率相比，略有不同。
这是频率大约16Hz时，α和β两个参数的表述。
这说明，参考频率的需要回归算法的实现可以减小误差。
6实验结果
实验装置是运行在标称值，首先，在线性放大器的开环下，为了验证自动切换过程和随工作频率变化增益的变化，以及电压源逆变器在闭环下，以验证控制方法的实现。
全频扫描未执行，虽然这不是本研究的目的。
6.1电容开关和增益
振荡器通过宽带可编程线性放大器在3.3kHz的工作频率起震，它在两个谐振频率中是正确的。
正如在3.1中提出，有两个电容器组配置以适合工作频率。
经过分别连接或断开电容C1和C2，配置会变化。
根据控制信号的抵达时间，有两种可能出现在这一点上。
如图15（a），如果C2的断开之前C1连接，有一个有四分之一重叠的时间。
以类似的方式，如图15（b），如果C1连接之前断开C2，有一个有四分之一的时间不通。
在这两个过程中，配置的变化似乎是自然的，没有说明瞬态现象。
图15C1连接，和C2断开,（a）和（b）不重叠
图16在（a）过渡和（b）谐振频率下振动器的工作
图17（a）全桥下的振荡器（b）幅度调节的阶跃响应
工作频率在变调和谐振频率之间的变化，分别采用预定的值，实现了最小和最大电流增益。
然而，采用线性放大器不允许振荡器在其过渡频率的标称值时工作，因为只有两个增益实现，如下图16（a）所示。
在谐振的情况下，用一个5倍以上的电流增益，振荡器的标称值很容易获得。
图16（b）显示了在线性放大器吸取电流Ifeed下二阶谐波。
6.2电流的控制
控制器调节电流的大小的验证通过振荡器与三级电压源逆变器的连接，开关频率为50kHz下实现的。
如图17（a），吸取电流Ifeed主要是由强谐波组成的。
这表明Ifeed目的是仅仅是保持振荡和抵消谐波。
控制器改变电流的大小，如图17（b）。
虽然电流达到新的稳定值，对提出的控制方法的准确性进行验证。
由于短时间多次调节，建立时间达到几十毫秒。
7观点展示
从自动开关设备到整体功率管理角度来看，结果打开一个广泛的应用和发展。
回归分析方法的提出，为控制和电流测量及在高频率工作中电路，引入了强大的工具。
7.1反相补偿的自动开关
这个的经验已经成功地证明，使用自动开关电容的双向开关允许并联电容实现变化的的等效值。
在输入源的交替变化的条件下，通过对连接开关两端的电压极性的简单测量，电容值的变化是没有损耗的，也无不需要的瞬态现象。
为了序列电感的连接，这个过程可能要实行。
尽管这个研究通过在预设电流及频率下固定电感的吸取能力的问题已经启动，通过使用不同的电容值进行补偿功率，这在多个领域像传输，牵引，发电等有很大前景。
图18矢量控制单相系统的反馈方法
7.2反馈方法
如前所述，dq–αβ在单相系统中的转换需要第二个轴计算。
这个值的计算在运行期间有π/2的延迟如[23]。
图14显示，如果工作频率是完全已知，参数α和β是直流值，即使没q-轴的知识，也可以完成反馈算法的dq–αβ变换。
提出的反馈算法可以为应用解决方案，它需要一个良好的dq–αβ变换。
解决方案的缺陷和仿真遇到的问题，是由于不了解或几乎不稳定的系统引起的。
图18显示了单相调谐系统的矢量控制的反馈方法是可能实现的。
在本文中，电容是用离散的方式调整，但其他一些应用，如通用镇流器的控制，可能使用可变电感。
如[27]中，这种类型的控制可能会促进一些改进。
这种控制策略将允许加强Iac的大小和它的相位。
然而，在达成这样一个复杂度，不同参数的影响，考虑样本的数量和采样频率之前回归法的瞬态行为很有特点。
8结语
本文介绍了对功率应用中不同的电容的一种新的概念和验证。
通过双向开关的主电容与二次电容器连接等效电容的离散值已获得。
谐振电路已经实现电感流入，通过调整电容值来实现谐振。
自开关驱动的实现，在并联电容连接时，实现零电压切换，在并联电容断开时，零电流切换。
这种非常简单而有效的回归方法的提出。
是为了维护振荡,以及用有限数量的采样值的电流进行精确测量。
本文译自：
DanielSiemaszko，ChristianRodandAlfredC.Rufer,“Single-PhaseResonantLCCircuitUsingaBankofSelf-SwitchedCapacitors”，IEEETRANSACTIONSONINDUSTRIALELECTRONICS,VOL.58,NO.9,SEPTEMBER2011
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