输出大功率的CCM型PFC控制器UCC28019.docx
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输出大功率的CCM型PFC控制器UCC28019
输出大功率的CCM型PFC控制器UCC280佃
在用于大于1kw的AC/DC中，如何更简单优秀地处理好PFC部分是电源工程师的一个难题。
UCC28019给出了全新的解决方案，仅用一支8PIN的IC及少数外围元件即可解决问题。
主要特色如下：
不用检测线路电压。
内部定频在65KHz，易于处理EMI。
最大占空比达97%。
逐个周期峰值电流跟制。
开环检测。
主要用于大功率的AC/DC，如服务器，通讯整流模块，工业电源等。
UCC28019典型应用电路如图1,方框电路如图2。
外部元件非常简捷。
图1UCC28019的典型应用PFC控制电路
各引脚功能如下：
GATE8PIN栅驱动。
IC内集成一个推挽式驱动器，有1.5A源出2A漏入能力，输出高电平为12.5V。
GND1PINIC的公共端。
ICOMP2PIN电流环的补偿端。
跨导放大器的输出。
用一支电容接到GND提供补偿。
同时作电流控制环中的的平均电流检测。
如果ICOMP上的电压低于0.6V，则控制器被禁止。
ISENSE3PIN电感电流检测端。
外部电流检测电阻上的电压降从此端送
入，它代表通过升压电感中的瞬时电流将此电压均衡后以消除噪声的影响。
做软
式过流限制。
此电感电流为逐个周期的峰值电流限制（PCL）。
若峰值电流超出可
立即关断栅驱动输出。
用一支220Q电阻接于此端和电流检测电阻之间以限制浪涌冲击电流进入。
VCC7PINIC供电端。
它的UVLO可以令控制器在Vcc超过10.5V时开始工作，低于9.5V时关断。
用0.1uf瓷介电容做旁路，接于VCC到GND，用于高频滤除噪声。
VCOMP5PIN电压环补偿。
跨导型电压误差放大器的输出，用一个电阻电容网络从此端接到GND，以提供补偿。
VCOMP被控在GND，直到VCC,VINS和VSENSE全部超出阈值电压。
一旦这些条件满足，VCOMP即充电，一
直到VSENSE电压达到正常调节水平的95%。
当遇到增强的动态响应（EDR）时,附加一个电流到VCOMP以减小充电时间，EDR的附加电流在软起动时被禁止，软起动与此端电容量成正比。
VINS4PIN输入AC电压检测端。
作布朗输出检测，在系统AC电压超过正常工作电平时或低于设置的布朗输出保护水平时，IC即相应动作。
用一个过滤的分压网络接于整流后结点到GND，将分压点接于此端。
起动时，控制器被禁止，直到VINS电压超出阈值1.5V才开始软起动。
控制器在VINS降到布朗输出保护点0.8V时被禁止，直到VINS和VSENSE电压超出其使能阈值时才起动新的软起动周期。
图2UCC28019的内部等效方框电路
VSENSE6PIN输出电压检测。
外部用一个电阻分压器从此端到PFC输出
电压，提供输出电压的反馈检测。
用一个小电容从此端接到GND，以滤除高频
噪声。
待机时禁止控制器并放掉VCOMP的电荷。
在VSENSE端电压降到阈值以下0.8V时，即为待机。
一个内部100nA电流源将VSENSE拉到GND，以作为开环保护。
包括此端断线以及输出过压保护（OVP）。
此时将禁止栅驱动输出。
这时VSENSE电压超出105%的基准电压，增强的动态响应可重新令输出电压在系统线路或负载导致VSENSE电压降到基准的95%以下时回到正常调整率水平。
UCC28019工作描述
UCC28019是一个用于功率因数校正，工作在固定频率连续导通模式的升压变换器的控制IC。
UCC28019仅需要少数外接元件，用于PFC的预调整器。
它的工作频率在内部固定于65KHZ，以确保传导EMI噪声在EN55022的标准150KHz以下。
其内部5V基准可精确调节输出电压，以应对AC85~265V输入。
并可以从空载到满载适于200W~2KW的输出功率水平。
其调节有两个环路。
内部电流环用于均衡平均输入电流使之匹配正弦输入电压。
在轻载时，取决于升压电感值。
电感电流可以进入断续，但仍满足IEC1000-3-2的D级标准。
输出电压环用于调节输出电压，它取决于内部增益参数，并保持在待机状态下电流波形仅有最小的畸变。
给UCC28019供电.
UCC28019由外偏置源供电。
推荐由外部辅助稳压源供电。
它没有采用自行起动的方法供电。
自行起动从输入高压源通过电阻降压，电容储能并保持VCC
电压直到从偏置源供电。
VCC的最小窗口与保持电容配合。
在正常工作时，工作电流给外部开关供电，加入足够的旁路电容，以保持
Vcc电压纹波最小，最小电容取0.1uf~1uf。
器件偏置工作时，有几个状态。
起动时，Vcc处在欠压锁定状态。
设置最小的工作直流电压，有两个UVLO阈值。
当超出开启阈值时，控制器导通。
若Vcc降到低的关断阈值时，控制器即关闭。
在UVLO期间，器件工作电流很小。
器
件开启后，软起动开始，为防止输出过冲，偏置电压必须稳定。
器件消耗正常工作电流，若几个故障条件出现，或进入待机状态时，仅消耗待机电流。
图3UCC28019的VCC供电状态
软起动•
VCOMP电压环跨导放大器的输出端在UVLO,IBOP,OLP/STANDBY期间拉为低电平。
在故障条件移去后，软起动控制VCOMP端的上升速率，以得到占空比作为时间函数线性地增大。
软起动中，30uA的恒流源进入补偿元件，使
此端电压线性上斜直到输出电压达到最终值的85%。
在这一点，源电流开始减小
直到输出电压达到最终值的95%。
软起动时段由误差放大器补偿元件值控制。
用户可以此调节设计所要的环路覆盖频率，一旦Vout超过设定电压的95%，EDR就不会长期禁止。
软起动电路如图4。
图4UCC28019的软起动电路功能
系统保护
系统水平保护特点维持系统的安全工作，输出保护如图5
图5UCC28019的输出保护状态
图6UCC28019的UVLO功能
VCC欠压锁定.（UVLO）
在起动中，UVLO保持器件关断状态直到VCC上升到10.5V以上的起动值VCCon,设置1V的窗口UVLO以限制噪声。
在VCC降到9.5V时关断。
如图6所示。
布朗输出保护•
VINS提供给设计师在PFC级一个设置所要的ACRMS电压水平的方法。
低于此电压，则关断PFC。
这保护了在低压时过大的输入电流超出导致的系统过热。
此外，由于VCC的起动也直接从线路电压处供给，IBOP保护电路在AC低压时停止工作，如图7。
图7UCC28019的布朗输出保护（IBOP）
输入线路电压的检测直接从整流的AC主干线电压经电阻分压器并滤波后
提供，并送到VINS输入。
IBOP在器件待机时VINS降到0.8V以下。
（VINS
BRONOut-th）在VINS上升到1.5V的VINSbronout-th以上时，从VINS端的偏置
电流源少于0.1uA，分压网络的最大电阻值选择时要有最小功耗，以令其工作在低的待机状态。
PCB布局也要考虑，此外还取决于所选的电阻类型。
首先，选择RVINS1，按最咼谐振阻值，然后选择RVINS2o
IT
P7AS丽倔車机押
上投—丿FBRIDGE
此处，Vf-bridge为整流桥正向压降。
功耗为:
滤波电容CVINS有两个功能：
第一个，抑制电压纹波水平到BROWN-OUT
阈值能接受，防止误触发IBOP。
第二个，Cvins延迟一下布朗输出保护动作，给出半个周期时间，以应对准确的布朗输出保护事件。
按下式选择：
此处,
VIN-RMS是最低工作的RMS输入电压.
输出过压保护.（OVP）
Vout（ovp）为输出电压超出规定值5%时，导致VSENSE超出5.25V阈值,Vovp令电压控制环旁路，栅驱动输出被禁止，直到VSENSE返回到5.25V以下。
例
如对于400V系统Vout（ovp）为420V。
开环保护/待机（OLP/STANDBY）.（图8）
图8UCC28019的OVP和开环保护
如果输出电压反馈元件故障断开了从VSENSE的信号。
误差放大器将会增大输出驱动的占空比，为防止此现象，内部要拉下VSENSE，强制其为低电平如果输出电压降到标准值的16%，会使VSENSE降下0.8V到待机状态。
此时PWM开关停止，器件仍工作，但待机电流降到3mA以下。
这个关断特色给设计师一个从外部拉低VSENSE的选择设计。
输出欠压检测（UVD）/加强动态响应.
在大通道负载时，增强动态响应（EDR）可以加速低带宽的电压环的响应速度。
过流保护•
电感电流由Rsense检测，一个低值电阻放在输入整流器回程处。
电阻另一边接系统地。
此电阻上的电压是负的，这里有两个过流保护特点，峰值电流限制,（PCL）应对电感饱和，软过流（SOC）保护，应对输出过载。
见图9。
图9UCC28019的软过流（SOC）保护和峰值过流保护（PCL）
软过流•
软过流（SOC）限制输入电流，SOC在电流检测电压达到-0.73V时激活，改变了内部的VCOMP电平，由控制环调节去减小PWM占空比。
峰值电流限制.（PCL）
峰值电流限制为逐个周期式限流。
当电流检测电阻压降达到-1.08V时，PCL激活，终止开关周期。
ISENSE上的电压由固定增益放大，然后前沿消隐以改善噪声免除，防止错误触发。
电流检测电阻•
电流检测电阻Rsense用于SOC的最小阈值。
Vsoc=0.66V。
为防止在正常工作时触发此阈值，内部有一个非线性功率限制的增益，根据它来减小占空比。
此电阻典型按过载电流即峰值电感电流超出25%计算。
V
—|J
由于Rsense为平均输入电流，最坏情况的功耗在最低线输入时电流最大，电
阻功耗以此给出：
峰值电流限制（PCL）保护时关断输出驱动，此时检测电阻上的电压为PCL阈值VpCL，最大峰值电流Ipcl为：
y
r-'p广丄
*_n
栅驱动.
栅驱动输出设计用一个电流最佳化结构直接驱动整个MOSFET的大值的栅电容，令其快速开启和关断。
内部箝位限制此电压不高于12.5V，外部的栅驱动电阻RGATE限制上升时间，防止寄生电感产生的振铃，以此减小EMI。
电阻的最终值取决于寄生元件及Layout。
用一支10K电阻紧靠栅接于栅和GND之间，以放掉栅电荷保护瞬间的dv/dt触发导通。
见图10。
图10UCC28019的栅驱动电路
电流环•
整个系统电流环由平均电流放大器级，脉宽调制器级，外部升压电感和外部电流检测电阻组成。
ISENSE和ICOMP功能.
负极性的信号从电流检测电阻经缓冲，倒相送到ISESE输入端，内部正信号被电流放大器均衡后，输出处即ICOM端。
ICOMP端上的电压正比于平均电感电流，一支外部电容接到GND和ICOMP端，用于电流环的补偿和电流纹波滤波。
均衡电流放大器的增益由内部VCOMP的电压决定，此增益为非线性，它根据世界各处AC电压范围决定。
在故障和待机状态时，ICOMP接到4V电压（在IC内部）。
脉冲宽度调制器.
PWM级比较ICOMP信号和前沿调制器输出信号的斜波比较，在斜波电压超出ICOMP电压时，其输出为高电平。
斜波的斜率由非线性的VCOMP电压决定。
PWM输出信号在每个周期总是从低电平开始，经内部时钟触发，在斜波线性上升到达内部ICOMP电压时，输出低电平为最小关断时间Toff（min）。
斜波Icomp相互决定Toff，也就是Doff。
由于Doff=Vin/Vout。
此为升压电路拓朴给出，又因为VIN为正弦波形，因为ICOMP正比于电感电流，它强制电感电流按输入电压波形保持升压调整率。
因此，平均输入电流也为正弦波形。
控制逻辑
PWM比较器的输出传递到栅驱动级，从属的各种保护功能也加入到其控制系统。
栅驱动输出的占空比可高达99%，但总有最小关断时间Toff（min）。
通常占空比的工作可直接由OVP,PCL（逐个周期式）,UVLO,IBOP和OLP中断。
待机时还决定出最小栅驱动脉冲，进一步禁止其输出直到SS工作能开始。
电压环.
PFC控制器的外部控制环即是电压环。
这个环由PFC输出检测级，电压误
差放大器级,非线性增益发生器组成。
输出检测.
电阻分压器网络从PFC输出电压到GND形成电压控制环的方框电路，电阻比值由所设定的输出电压和内部5V基准决定。
如同VINS端输入在VSENSE端有一个非常低的偏置电流源，可使我们选择更高值电阻以减小功耗和待机电流。
用一支小电容从VSENSE接到GND，以
滤除高端传来的噪声，此滤波器时间常数通常少于100us。
电压误差放大器.
跨导误差放大器（gmv）产生一个输出电流，它正比于VSENSE端反馈电压与5V基准之差。
此输出电流给输出补偿网络的电容充电，放电，以建立起合适的VCOMP电压作系统的工作条件。
合适地选择补偿网络元件可以使PFC预调整器系统在整个AC输入范围和0~100%负载范围稳定工作。
整个电容还决定VCOMP电压的上升速率，此正如先前讨论过的。
放大器的输出端VCOMP在任何故障条件或待机状态下都被拉到地电平，将补偿网络电容放电，进入初始0电压状态。
通常大电容串入一支电阻，用于以其时间常数延迟放电。
如果VCC偏置电压在UVLO之后迅速移去，VCOMP上晶体管放电失去驱动，大补偿电容只留下实质电压在其上，取消了下面的软起动顺
序。
UCC28019用一个并联放电通路在没有偏压时工作，进一步VCC在移去后给补偿网络放电。
当输出电压扰动在VSENSE输入处大于5%时，放大器即离开线性工作区。
在过压OVP作用下，直接关断GATE输出，直到VSENSE返回5%的调整范围内。
在欠压时，UVP功能请求EDR立即增加内部VCOMP电压到2V，并增加VCOMP外部充电电流，典型从100uA到170uA，这样大的电流快速给补偿网络充电到一个新的工作水平，以改善瞬态响应时间。
非线性增益发生器•
VCOMP上的电压用于电流放大器的增益及产生PWM的斜波斜率，此电压在内部缓冲后由EDR功能和SOC功能改善，此如先前讨论过的。
整个PWM斜率调整的电流增益应对不同系统的工作条件，为VCOMP充电。
提供低的畸变，高的功率因数，改善输入电流波形，令其准确地跟随输入电压。
设计PCB的注意及考虑.
作为PWM控制器，信号端子上有效的滤波电容要很好地到GND,UCC28019的输出端为高的di/dt端，它会在PGND产生高的噪声。
所以信号地与之连接时需要绕开高di/dt处，免受干扰。
ISENSE，VINS，VCOMP以及VSENSE必须直接回到GND，所以其GND应为星状接法。
见图11。
Power
GND
D2
图11推荐的UCC28019外围元件布局
设计实例及设计程序•
我们用一个实际350W的PFC电路给出UCC28019的设计程序
设计目标及技术规范见表1
表1
PARAMETER
TESTCONDITION
WIN
TYP
MAX
UNIT
Inputcharacteristics
Imput
V|N
as
I115
265
VAC
input
"u“E
47
03
Hz
Brownodtyctage
VAqgn；1OUT*Cas8A
75
VAC
IquT-&SA
as
Ouiputeh^irjicrtristi-os
Outputvoltage
VCHJT
\/ACsVm£255VAC
47HzifureM83Hz03.9A
37B
3M
410
VDC
-「m空口a:
w
B5VAC<听心65VAClour■0轴口A
5%
Loadnegulatan
Wn=115VAC.iip^E=6Q缶0AfiIqut^0-&A
5%
VjNsaSDVAC.ItNE5^血
DAIquT^0.&A
5%
HighfrwciutncyouWtvoHagt
VftPPJiM
V|N=115VAC,tlNE=™Hz*o’。
几
s.e
mpple
寸RIPPJEfSW
V|N■230VAC*m毎■BOMl
OUT=0自A
3.9
Ubtfrequtncyoutputwoltage
■p.ncjifLME.
V|N=1ZEVAb,60Hz.
IOUT■叶3A
19-5
VPP
npple
VFtlPP_E|TLFE-.
Vim*23tJVAC,Y^lE*M-1Q.5
Outputt'out
BE-VAC£甘卓205VAC
47Hz£忙叫左匚43Hz
g_9
A
Ovlputa&wer
PQLTT
350
w
Outputovervohatgeprotection
'^□LnrcD^p
410
Otrtputundervoltagepeteukin
充UTi丽
370
V
PARAMETER
TESTCONDITION
MIN
T¥1P
MAX
UNrr
Controllocff）charactefirstjcs
Swrtihiftj+啊iegy
缶丁广2盹
丁7
曲
旳3
kHZ
Control劭opbar^wi酣
5科芸162甘I〉：
IflijT*C45A
10
「二
5H»emargin
Vw=1WVDC,10„=0.«*
7C
MUPW6
3cwi&rfaetDf
PF
Vihf^115VAC.10^=0.®A
0.9&
TotalhafHcriiC：
商戲crra
THD
Vw=115VACfLiwE=COHz
WQ-8A
4.13%
10%
THD
Vw-230VAC-tNE-50T
jjn"C3A
6.A7%
10%
FullIcdd
n
115VAC.D»2
Ambienltern呻arture
5D
flC
实际电路如图12所示
F面即是设计计算过程
电流计算
首先，确定最大输出平均电流，loUTMAX
r_片ur治血j
OUTJu丿■~云
*最大输入RMS线路电流l|N_RMSMAX，用表1的数据计算，有:
基于以上计算，最大峰值输入电流llN_PEAK和最大平均输入电流IIN_AVGMAX如下：
2/脚2x6,39J卄
4.07A
兀7T
桥式整流器
假设二极管的正向压降Vf_bridge是0.95V，整流桥的损耗是：
^BRUXiEBRILKiEhyAVG^iaxf=2x0L95Jx4X）7.J=7.73"
输入电容：
UCC28019是连续电流型PFC控制器。
其电感纹波电流按照允许有20%的
波Iripple和电压的纹波V|N_RIPPLE。
/—A/1
1E~IPPLE1/APL\Ai叩旳
a/-02
RIPPLE5」
用冲£=0.2x6.39A-1.284
F—舟卩IZ
科jt炉1°应"耳丘_銅・£v盘拓rmjoxgm
S1PFIJ：
/.V_0-06
trM^^=>/2x265r=375r
=O.O6X375K=7.2
输入的X电容现在可以计算如下：
5_鳩p氐
lNVfJ/
C丿斗"'M出抨曙MM!
°=8x65^xZ2ir=°'341p升压电感
确定最大峰值电感电流IL_PEAKMAX之后，决定电感值Lbst。
"讣z「吻+曾一矗39V+竿-
按照最坏情况的占空比50%计算，电感值为：
"仇『Dfl—D丿390rx0.5f1-0.5；
^KiTfmint-r>:
>\AlmH
JsW（typ）1H1PPU-
实际升压电感选择为1.25mH。
最大占空比出现在最低输入电压时,
”执RLCTlFlEDfntin/
~^r
%-V2x85^-120r
3Qtlr-1201-0.692
升压二极管
二极管的损耗的估计根据其正向压降VF,125°C时的反向恢复充电电荷
Qrr，选用碳化硅二极管可以节省反向恢复损耗。
其损耗是：
^DiQO；=t125C+0.5fYiJUTQRR
&忙=L5rxft897J+0.5x65Jt/fcx390rxOnC=1.35JF
开关元件
MOSFET的导通损耗在125°C时，按照RMS电流计算，有:
35（m
120J7
^Wfl）-154Jsx0.35Q=4.3KH/
开关损耗按照上升时间估算，以及输出电容的损耗为:
=45its
耳申=fx»ftyp/C匕兀丁，側FEAXgg十丸f陶，UtT
心=65kHz（4.5nsxBOrx639/+O.5x78O^Fx390巴=45Wr
TotalFETlosses:
PCONI3+Psw-4.38JT+4.59^=K.97tr
检测电阻
要高于
根据内部非线性功率限制的增益，Rsense的大小受限于软过流触发,最大峰值电感电流的25%，用SOC的最小阈值Vsoc：
n_金
米用两只电阻并联，选为:
电阻的功耗为:
竝“「=452^2xOO67n^].36JT
对于峰值电流限制，PCL保护特色其在流过其电流产生的压降等于其阈值Vpcl时，用最坏情况分析，用最大的Vpcl。
V
-J_PCL_Pd_
为了保护器件能承受冲击电流，用标准220mQ电阻。
与ISENSE端串联,
用1000pf电容紧靠器件改善噪声。
输出电容
输出电容COUT的大小要满足变换器保持时间的需要，假设下面的变换器在
一个线路周期内tHOLDUP=1/fLINE（MIN），保持PFC级不低于300V，计算的电容值
如下:
这是可建议的值，考虑到电容有+/-20%的偏差，选择270uF。
设置最大峰峰值输出纹波电压必须少于输出电压的5%，要确保纹波电压不
会触及OVP和UVP，最大峰峰值纹波电压出现在线路频率的二倍处，纹波电流计算如下:
在两倍线路频率处所需的纹波电流比率是:
心2呱r马丁=0635貝
还有更高频纹波电流通过输出电容:
在输出电容上整个的纹波电流作为选择输出电容的根据
/Z皿畑严
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