在采样控制理论中有一个重要的结论:
冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同。
图3.1中各个形状的窄脉冲在作用到逆变器中电力电子器件时,其效果是相同的,正是基于这个理论,SPWM调制技术才孕育而生。
重要理论基础——面积等效原理
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a>矩形脉冲b>三角脉冲
c>正弦半波脉冲d>单位脉冲函数
图3.1形状不同而冲量相同的各种窄脉冲
下面分析如何用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波。
把正弦半波分成N等分,就可以把正弦半波看成由N个彼此相连的脉冲序列所组成的波形。
如果把这些脉冲序列用相同数量的等幅不等宽的矩形脉冲代替,使矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合,且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积<冲量)相等,就可得到下图所示的脉冲序列,这就是PWM波形。
像这种脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形,也称为SPWM波形。
SPWM波形如下图3.2所示:
图3.2<一):
单极性PWM控制方式波形
上图波形称为单极性SPWM波形,根据面积等效原理,正弦波还可等效为下图中的PWM波,即双极性SPWM波形,而且这种方式在实际应用中更为广泛。
图3.2<二):
双极性PWM控制方式波形
3.2、SPWM控制方式
3.2.1单极性SPWM调制方法
如果在正弦调制波的半个周期内,三角载波只在正或负的一种极性范围内变化,所得到的SPWM波也只处于一个极性的范围内,叫做单极性控制方式。
3.2.2双极性SPWM调制方法
如果在正弦调制波半个周期内,三角载波在正负极性之间连续变化,则SPWM波也是在正负之间变化,叫做双极性控制方式。
图3.3双极性PWM控制方式
其中:
载波比——载波频率fc与调制信号频率fr之比N,既
N=fc/fr
调制度――调制波幅值Ar与载波幅值Ac之比,即Ma=Ar/Ac
同步调制——N等于常数,并在变频时使载波和信号波保持同步。
基本同步调制方式,fr变化时N不变,信号波一周期内输出脉冲数固定;
三相电路中公用一个三角波载波,且取N为3的整数倍,使三相输出对称;
为使一相的PWM波正负半周镜对称,N应取奇数;
fr很低时,fc也很低,由调制带来的谐波不易滤除;
fr很高时,fc会过高,使开关器件难以承受。
异步调制——载波信号和调制信号不同步的调制方式。
通常保持fc固定不变,当fr变化时,载波比N是变化的;
在信号波的半周期内,PWM波的脉冲个数不固定,相位也不固定,正负半周期的脉冲不对称,半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称;
当fr较低时,N较大,一周期内脉冲数较多,脉冲不对称产生的不利影响都较小;
当fr增高时,N减小,一周期内的脉冲数减少,PWM脉冲不对称的影响就变大。
3.3调制法
PWM逆变电路可分为电压型和电流型两种,目前实际应用的几乎都是电压型电路,因此主要分析电压型逆变电路的控制方法。
要得到需要的PWM波形有两种方法,分别是计算法和调制法。
根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数,准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔,据此控制逆变电路开关器件的通断,就可得到所需PWM波形,这种方法称为计算法。
由于计算法较繁琐,当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时,结果都要变化。
与计算法相对应的是调制法,即把希望调制的波形作为调制信号,把接受调制的信号作为载波,通过信号波的调制得到所期望的PWM波形。
通常采用等腰三角波作为载波,在调制信号波为正弦波时,所得到的就是SPWM波形。
下面具体分析单相桥式逆变电路的单极性控制方式和三相桥式逆变电路的双极性控制方式。
3.3.1结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明
图3.4是采用IGBT作为开关器件的单相桥式电压型逆变电路。
图3.4:
单相桥式PWM逆变电路
图3.4所示为采用了IGBT作为开关器件的单相桥式电压型逆变电路。
设负载为阻感负载,工作时V1和V2的通断状态互补,V3和V4的通断状态也互补。
具体控制规律如下:
在期望输出电压UO的正半周,让V1保持通态,V2保持断态,V3和V4交替通断。
由于负载电流比电压滞后,因此在电压正半周,电流有一段区间为正,一段区间为负。
在负载电流为正的区间,V1和V4导通时,负载电压uo=Ud。
V4关断时,负载电流通过V1和VD3续流,uo=0.在负载电流为负的区间,io实际上从VD1和VD4流过,仍有uo=Ud。
;V4关断,V3导通后,io从V3和VD1续流,uo=0。
这样,uo总可以得到Ud和零两种电平。
同样,在期望输出uo的负半周,让V2保持通态,V1保持断态,V3和V4交替通断,负载电压uo可以得到-Ud和零两种电平。
控制V3和V4通断的方法为:
在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。
在ur的正半周,V1保持通态,V2保持断态,当ur>uc时使V4导通,V3关断,uo=Ud。
当ur在ur的负半周,V1保持通态,V2保持断态,当uruc时使V3关断,V4导通,uo=0。
如图3.2<一)即为PWM单极性PWM模式。
与单极性PWM相对应的是双极性PWM模式。
图3.4所示的单相桥式逆变电路在采用双极性PWM模式时的波形如图3.2<二)所示。
仍然在调制信号ur和载波信号uc的交点时刻控制各开关器件的通断。
在ur的正负半周,对各开关器件的控制规律相同。
即当ur>uc时,给V1和V4以导通信号,给V2和V3以关断信号,这时如io>0,则V1和V4通,如io<0,则VD1和VD4通,不管哪种情况都是输出电压uo=Ud。
当ur0,则VD2和VD3通,不管哪种情况都是uo=-Ud。
可见在每个开关周期内,电路输出的PWM波只有±Ud两种电平,而不像单极性控制时还有零电平。
3.3.2结合IGBT三相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明
图3.3三相桥式PWM型逆变电路
2)U、V、W三相的PWM控制是通常公用一个三角波Uc,三相的调制信号Uru、Urv、Urw依次相差120°。
U、V、W各相功率开关器件的控制规律相同,现以U相为例来分析。
当Uru>Uc时,给桥臂V1以导通的信号,给下桥臂V4以关断的信号,则U相相对于直流电源假想中点N’的输出电压UN’=Ud/2。
当UruV1和V4的驱动信号始终时互补的。
当给V1根据计算式可得,负载相电压UN可求得
UN=UN’-(UN’+VN’+WN’>/3
在电压型逆变电路的PWM控制中,同一相上下两个臂的驱动信号都是互补的。
3)双极性PWM控制方式<三相桥逆变)
下面以U相为例分析控制规律:
当urU>uc时,给V1导通信号,给V4关断信号,uUN’=Ud/2。
当urU当给V1(V4>加导通信号时,可能是V1(V4>导通,也可能是VD1(VD4>导通。
uUN’、uVN’和uWN’的PWM波形只有±Ud/2两种电平。
uUV波形可由uUN’-uVN’得出,当1和6通时,uUV=Ud,当3和4通时,uUV=-Ud,当1和3或4和6通时,uUV=0。
输出线电压PWM波由±Ud和0三种电平构成
负载相电压PWM波由(±2/3>Ud、(±1/3>Ud和0共5种电平组成。
防直通的死区时间
同一相上下两臂的驱动信号互补,为防止上下臂直通而造成短路,留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。
死区时间的长短主要由开关器件的关断时间决定。
死区时间会给输出的PWM波带来影响,使其稍稍偏离正弦波。
可以看出,单相桥式电路既可以工作在单极性模式,也可以工作在双极性模式,由于对开关器件通断控制的规律不同,它们的输出波形也有较大的差别。
单极性PWM模式的交流输出更接近于正弦波,所含的高次谐波含量要小的多,这是单极性PWM模式的优点。
与单极性PWM相比,双极性PWM模式在PWM信号的产生和主电路的结构方面都比较简单,因此应用更加广泛。
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.第四章.PWM逆变器电路的电路仿真及分析
4.1PWM技术逆变器原理
4.2于PWM技术逆变器及其仿真
4.2.1GBT在MATLAB中的实现
由电阻Ron、电感Lon和直流电压源Vf与逻辑信号0或g=0)控制的开关串联电路组成
输入C和输出E对应于绝缘栅双极型晶体管的集电极C和发射极E
输入g为加在门极上的逻辑控制信g
输出m用于测量输出向量[Iak,Vak]
IGBT的参数设置
绝缘栅双极型晶体管:
内电阻Ron
电感Lon
正向管压降Vf
电流下降到10%的时间Tf
电流拖尾时间Tt
初始电流Ic
缓冲电阻Rs
缓冲电容Cs
4.2.2PWM发生器
MATLAB在SimPowerSystems工具箱的Extras库中ControlBlocks子库下的PWM发生器Signal
当选择为调制信号内部产生模式时,无需连接此端子;当选择为调制信号外部产生模式时,此端子需要连接用户定义的调制信号。
Pulses:
根据选择主电路桥臂形式,定制产生2,4,6,12路PWM脉冲。
PWM发生器参数设置
GeneratorMode:
分别选择为1-armbridge<2pulses)、2-armbridge<4pulses)、3-armbridge<6pulses)、double3-armbridge<6pulses)。
Carrierfrequency(Hz>:
载波频率
Internalgenerationofmodulatingsignal(s>:
调制信号内、外产生方式选择信号。
Modulationindex(0:
调制索引值m,调制信号内产生方式下可选,其范围在0-1之间。
大小决定输出信号的复制。
Frequencyofoutputvoltage(Hz>:
调制信号内产生方式下可选,输出电压的频率设定
Phaseofoutputvoltage(degrees>:
调制信号内产生方式下可选,输出电压初始相位值设定。
4.3.3相单极性PWM仿真
主电路图如下:
.仿真波形图如下图<一)
图<一)
图<二)
分析:
如图,工作时V1和V2的通断状态互补,V3和V4的通断状态也互补。
具体控制规律如下:
在期望输出电压UO的正半周,让V1保持通态,V2保持断态,V3和V4交替通断。
由于负载电流比电压滞后,因此在电压正半周,电流有一段区间为正,一段区间为负。
在负载电流为正的区间,V1和V4导通时,负载电压uo=Ud。
V4关断时,负载电流通过V1和VD3续流,uo=0.在负载电流为负的区间,io实际上从VD1和VD4流过,仍有uo=Ud。
;V4关断,V3导通后,io从V3和VD1续流,uo=0。
这样,uo总可以得到Ud和零两种电平。
同样,在期望输出uo的负半周,让V2保持通态,V1保持断态,V3和V4交替通断,负载电压uo可以得到-Ud和零两种电平。
在信号波的正半周期,电压波形在Ud与0之间跳动,在负半周在0与Ud之间;电流波形近似为正弦波。
因此被成为单极性。
如图所示,两种连接方式所得的结果基本相同。
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仿真波形图如上图<二)
4.3.4相双极性SPWM仿真设计
桥臂电路设计如下图