电动自行车充电器论文.docx
《电动自行车充电器论文.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《电动自行车充电器论文.docx（18页珍藏版）》请在冰点文库上搜索。
电动自行车充电器论文
电动自行车充电器的研究与设计
[摘要]：
随着公众环保意识的不断增强，无尾气污染、低噪声的电动自行车受到人们的青睐，首先，电动自行车的制造技术日趋成熟，产品质量提高，售后服务完善。
尤其是电池的重量逐步减轻，容量增大，一次充电续行里程增加，使用寿命延长，整车质量明显提高，消费者觉得使用安全、放心；其次，环保意识的增强，促使一些大中城市纷纷对废气排放污染严重、噪音大的摩托车和燃油助动车进行整顿和限制。
这为电动自行车的发展开辟了较大市场空间；第三，城市规模扩大后，往日浩浩荡荡的自行车大军明显感到速度和时间不能适应新的情况，乘公交车又不方便，于是电动自行车成为代步工具的理想选择。
作为电动自行车的核心部位，电池成为很重要的研究课题，而快速高效地对电池进行充电则是本文重点讨论的课题。
[关键词]：
电池、充电器
摘要1
第一章、前言3
第二章、开关稳压电源的组成原理4
1、原理框图4
2、直流变换器式开关稳压电源4
3、单端反激式变换器5
4、单端正激式变换器6
第三章、单片开关稳压集成电路7
1、单片开关稳压电源集成控制器原理8
2、TOPSwitch-II单片集成功率开关变换器8
第四章、应用TOPSwitch设计电动自行车充电器12
第五章、个人小结15
第六章、参考文献15
第一章、前言
随着公众环保意识的不断增强，无尾气污染、低噪声的电动自行车受到人们的青睐，一些企业也纷纷瞄准市场，相继投资生产电动自行车，使得该产业得到高速发展。
业内人士预测，今后一段时间，我国电动自行车产业将以较快的速度发展，其原因如下：
首先，电动自行车的制造技术日趋成熟，产品质量提高，售后服务完善。
尤其是电池的重量逐步减轻，容量增大，一次充电续行里程增加，使用寿命延长，整车质量明显提高，消费者觉得使用安全、放心。
其次，环保意识的增强，促使一些大中城市纷纷对废气排放污染严重、噪音大的摩托车和燃油助动车进行整顿和限制。
这为电动自行车的发展开辟了较大市场空间。
第三，城市规模扩大后，往日浩浩荡荡的自行车大军明显感到速度和时间不能适应新的情况，乘公交车又不方便，于是电动自行车成为代步工具的理想选择。
与此同时，电动自行车出口需求量也将不断增加。
这些都将推动我国电动自行车产业的长足发展。
作为电动自行车的核心部位，电池成为很重要的研究课题，而快速高效地对电池进行充电则是本文重点讨论的课题。
对电动自行车电池充电器的设计思路，可以从以下几个方面来考虑：
可靠、稳定、小型、高效。
电动自行车电池充电器一般都是采用无工频变压器的开关电源，该电源由电子器件担当电流斩波，承受较高的电压和较大的电流，而且工作频率较高，因此对开关器件的电压、电流和速度的要求都比较高。
另外，作为开关电源的关键元件电感、电容、高频变压器等要求损耗小，发热低，能经得起较长时间的连续工作。
电动自行车电池充电器要求恒定电流充电，不能超过允许变化范围。
电源电压过高，会造成初充电电流过大，损坏电池和充电器；电源电压过低，将造成充电不足。
所以在充电电池的端电压低于最大端电压的状态下，应以恒定电流充电；端电压达到最大端电压时，自动转入涓流充电。
随着半导体功率器件和集成电路的迅速发展和应用，充电设备正向小型化、集成化方向发展。
传统的电源变压器降压、可控硅整流充电器的体积大、重量重，为了减小充电装置的体积和重量，各种集成稳压器和无工频变压器的开关电源得到了广泛的应用。
相对传统的线性电源，开关电源的整机效率比较高。
另外，减少设备的原材料和使用成本，在市场经济下有着非常重要的意义。
为此，各种类型的开关稳压电源在电动自行车电池充电器中得到了广泛的应用。
第二章、开关稳压电源的组成原理
1、原理框图
随着功率晶体管的出现，人们很自然地想到了将串联线性调整状态改为开关工作状态，通过周期性接通、关断开关，控制开关管的占空比来调整输出电压。
开关式稳压电路中的串联调整管工作在开关状态，即调整管主要工作在饱和导通和截止两种状态。
由于管子饱和导通时管压降Vces和截止时管子的电流Iceo都很小，管耗主要发生在状态转换过程中，电源效率可提高到80%~90%，所以其体积小，重量轻。
开关式稳压电源组成框图如图1所示。
它是由一次整流滤波、DC／DC变换电路、占空比控制电路、取样电路、保护电路等组成。
下面介绍各部分的作用。
一次整
流滤波
二次整
流滤波
主开关变换器
交流
滤波
交流市电直流输出电压
占空比
控制
比较放
大电路
取样
电路
基准
图1开关稳压电源组成原理框图
2、直流变换器式开关稳压电源
直流变换器式开关稳压电源主要包括直流变换器和稳压电路两个部分，该稳压电源的核心是直流变换器。
直流变换器是将一种直流电压转换为另一种直流电压的变换设备，它是开关电源的一个重要类别。
进行直流变换通常可分为几步：
逆变器——将直流电压转换为较高频率的交流电压；高频变压器——将高频交流电压转换为所需的交流电压，并且实现不安全的市电与安全的输出电源有效隔离；整流器——将高频交流电压转换为直流电压。
下面介绍2种基本的变换电路，这2种功率变换器可以工作在他激状态作功率方波放大器，也可以工作在自激状态作方波振荡器，产生的方波经变压器次级侧整流，将方波变换为所需的直流，它的基本电路是由一个晶体管组成的单端电路。
晶体管直流电压变换器的基本工作原理，是利用晶体管作为高频开关控制直流电源的通断，经过变压器输出，把直流变成交流。
如果所需的输出是直流电压，那么，把变压器输出的交流电压再经过整流，就可以得到所需的直流输出电压。
在负载对直流电源精度要求不高、且负载变化不大的场合，直流变换器的输出可以直接向负载供电，而不必再另加稳压电路。
反之，当负载对直流电源供电要求较高时，通常则需要在电路中加上稳压控制电路，一般是加上前面所介绍的取样电路、基准电源、差分放大器以及脉冲占空比可调的控制电路，即可构成开关稳压器。
由于电路中引入了高频变压器的隔离，可以实现输入电压和输出电压之间的直流隔离，即安全工作点与非安全工作点之间的电气绝缘。
单端晶体管直流变换器具有线路简单的特点，它只用一只晶体管、一个变压器以及电容、二极管构成。
功率可以做到150W～250W。
根据变压器次级侧整流二极管的接法不同，单端变换器可分为反激式和正激式两种。
反激式和正激式变换器两者的差别只是整流二极管的接法不同，但其工作原理差别很大。
3、单端反激式变换器
在单端反激式变换器中，整流二极管的接法使得开关晶体管导通时，二极管截止，这时电源输入的能量以磁能的形式储存于变压器中；在晶体管截止期间，二极管导通，变压器中储存的能量传输给负载，因此，单端反激式变换器也称为电感储能式变换器。
不过这里用变压器，而不是单个电感。
单端反激式变换器电路如图2所示。
当开关晶体管V的基极被输入脉冲驱动而导通时，输入电压Ui便加到变压器T的初级绕组N1上，由于变压器T对应端的极性，次级绕组N2的极性为下正上负，二极管D截止,次级绕组N2中没有电流流过。
当V截止时，N2绕组的电压极性为下负上正，二极管D导通，此时V导通期间储存在变压器中的能量便通过二极管D向负载释放。
在工作过程中变压器一方面起了电感储能电感的作用，另一方面也起了变压器的作用。
由上分析可知，单端反激式变换器与前面介绍的并联开关稳压器的工作原理相似，因此输出电压为
Uo＝Ui
设占空比δ＝ton／T，可以得到
Uo＝Ui
+UiDL
·+
ｎ1
Vｎ2CUo
·
图2单端反激式变换器电路
4、单端正激式变换器
在单端正激式变换器中，整流二极管的接法是在开关晶体管导通时，经过变压器耦合，能量通过导通的二极管传输给负载，而在晶体管截止期间，二极管也截止。
图3是带有回授绕组N3和箝位二极管D3的单端正激式变换器。
单端正激式变换器是从串联开关变换器演变得到的，其导电过程与反激式变换器正好相反，却与串联开关变换器完全相同，不同之处这里增加了一个变压器。
在V导通时，由变压器T的对应端和二极管D1的接法决定了此期间D1导通，输入电压经变压器耦合向负载传输能量，此时滤波电感L储能；V截止期间，电感L中产生的感应电动势使续流二极管D2导通，电感L中储存的能量通过续流二极管D2向负载释放，因此单端正激式变换器输出电压为
Uo＝Ui
＝
δUi
+UiD1L
ｎ1+Uo
··
D3ｎ3ｎ2D2
·
V
图3带有回授绕组和箝位二极管的单端正激式变换器
即输出电压仅决定于电源电压、变压器的匝数比和占空比，而与负载电阻无关。
此外，由于变压器线圈存在电感，当V导通时，电感中也储存能量；当V截止时，次级侧二极管D1截止，储存于变压器中的磁场能量必须通过一定的途径释放出来，否则将在线圈的两端产生过电压。
比较常见的方法就是如图2－9所示的加设回授绕组N3和箝位二极管D3，通常取N3＝N1，这样当绕组N1上的感应电压超过电源电压时，二极管D3导通，将磁能送回电源中。
这就将绕组N1上的反峰电压限制在电源电压上，因此V的集－射间的电压被限制在两倍电源电压上。
释放变压器电感中储能（又称祛磁）的方法还可以有很多，如在初级绕组N1两端并联电阻，或者并联电容和电阻串联网络等以吸收反峰电压所产生的能量。
单端正激式变换器同单端反激式变换器一样，变压器中磁通只工作在B－H曲线的一侧，因此也必须遵循磁通复位的原则，磁芯常用EE、EI、EC等型号的铁氧体材料，磁芯要有一定尺寸的空气隙，以免磁芯饱和。
第三章、单片开关稳压集成电路
在开关稳压电源中，除了自激型的变换器外，都需要有相应的控制电路和驱动电路产生较为理想的驱动脉冲，来保证变换器安全可靠地工作。
随着集成电路技术的迅速发展，相继研制了单片开关稳压电源集成控制电路。
1、单片开关稳压电源集成控制器原理
控制电路主要由有基准电压的误差放大、脉宽（或脉频）调制器、振荡器、分频器及门电路等所组成。
图4所示为开关稳压电源控制电路原理框图。
控制电路的主要功能是将输出电压Uo的微小变化转变成脉冲宽度（或频率）可变的方波，从而实现调整输出电压的目的。
随着开关电源的发展，集成化的控制电路有脉冲宽度调制型（PWM）和脉冲频率调制型（PFM），但大多数是脉宽调制型。
Uo
门电路
脉宽调制器
放大器
分频器
锯齿波
发生器
门电路
基准
电压
图4开关稳压电源控制电路原理框图
2、TOPSwitch-II单片集成功率开关变换器
近年来，在小功率开关电源的设计中，采用TOPSwitch-II单片集成功率开关电源的电路越来越多。
TOPSwitch-II系列单片集成功率开关电源电路中集成了几乎所有开关电源所有的功能，外围仅有三个引出端，使得整个开关电源的电路极其简单，制造成本大为下降。
功率范围明显扩大。
在宽值输入交流电压（85—265V）时，最大输出功率由50W扩大到90W；在单值输入交流电压（110V／220V）时，输出功率范围由100W扩大到150W，因此它的应用领域也拓宽到小型电视机和显示器、音响放大器等。
集成TOPSwitch-II电路设计特点又有新特点，AC/DC变换效率提高到90%。
只有三个引脚的单片IC中综合了控制系统、驱动电路、功率MOSFET、脉宽调制、高压启动电路、环路补偿调节、故障保护电路等。
TOP器件的线性控制特性，在低成本上有竞争力。
TOPSwitch-II有两种封装形式。
除了三脚TO-220外，在8脚DIP封装中，有6个引脚接地，用于增大散热功能。
8脚DIPTOPSwitch-II紧贴印制电路板，可省略铝合金散热片占地的较大空间，特别有利于微小型电器设备的电源安装设计。
引出脚最少的TOPSwitch-II，却集成了100KHz脉宽调制稳压电源所需要的全部功能。
自设高压偏置电流源、偏置分流调制器／误差电压放大器、振荡器、带隙参考基准、恒频的PWM、受控导通的栅极驱动器、前沿消隐和自动保护功能。
该TOPSwitch-II的输出极，是可控制导通速度的高压N沟道、低输出电容MOSFET，从功率管漏源低导通电阻取样来控制时间。
受控导通减少了开关电压的变化速率，它同连接散热片的源极一起，明显减少了电磁干扰和系统噪声，使滤波器成本降到最低。
TOPSwitch-II的外围电路很简单，只需十几只元器件，就能制作高性能的小型电源。
它的集成化程度高，电路设计简化，比分立元件减少15—20只元器件，并允许用单面PCB板，可用于离线反馈式、正向激励式和升压式功率因数校正电源。
TOPSwitch-II器件的外围引脚功能：
1）漏极脚（DRAIN）
接输出管MOSFET漏极，在启动工作时，经过内部开关电源提供内部偏置电流。
该脚还是内部电流检测点。
2）控制脚（CONTROL）
是误差放大器和反馈电流输出入脚，以控制占空系数。
正常工作时内部分流调节器接通，提供内部偏置电流。
该脚也接电源旁路和自动再启动／补偿电容器。
3）源极脚（SOURCE）
在TO—220封装中，它是输出极MOSFET的源极连线，接直流高压和主变压器原边电路的公共端与参考点；在DIP封装中，它是原边控制电路公共端和参考点，并且有6个引出脚接地。
TOPSwitch-II内部功能方框图见图5
在正常工作期间，内部输出极MOSFET的占空比，是随着控制电流的增大而线性地减小。
为了执行所有必要的控制、偏置和保护功能，漏极脚和控制脚分别完成下面所述的几项功能：
C（控制极）
VC0高压电流源D（漏极）
1
误差放大器关闭／自动内部电源
再启动过流比较器
＋
－
÷8
＋
－
－
＋
5.7V
4.7VVI
5.7V
加电复位
主控门高压输出级
热关闭
（有滞后）
&
振荡器
最大占空比
时钟
锯齿
SQ
R
前沿
消隐
&
－
＋
最短导通时间延迟
≥
&
采样电PWM
阻Re比较器
S（源极）
图5TOPSwitch-II内部功能方框图
控制脚电压Vc是控制脚与源极脚之间的电源或者偏置电压。
一只外部旁路电容器紧接在控制脚与源极脚之间，以提供所需的栅极驱动电流。
接到该脚的总电容量Ct又设置了自动再启动功能，也同样控制回路的补偿。
Vc被调整在两种工作状态之一的模式。
滞后调整用于初始启动和过载工作。
分流调整则用于分离占空比误差信号，它来自控制电路的电源电流。
在启动期间，控制脚电流由高压开关电流源提供，该开关在IC内部接于漏极脚和控制脚之间。
电流源提供足够的电流供给控制电路，它也对总的外部电容CT进行充电。
首先Vc升到较高的门限电压值（5.7V），此时高压电流源被关断，而脉宽调节器和输出级晶体管则被激活，在正常工作期间，反馈控制电流提供了Vc电源电流。
分流调节器可维持Vc在典型值（5.7V），它是通过分流控制脚上的反馈电流来实现的。
该电流超过流经PWM误差信号采样电阻器Re上的所需直流电源电流。
当用于初级反馈接法时，该脚的动态阻抗与外部电阻值和电容器数值，共同确定了电源系统的控制回路补偿量。
所有临界的TOPSwitch-II内部电压，都由一个温度补偿的带隙参考基准得出。
该参考基准也用于产生一个温度补偿电流源它被微调节在精确设置的振荡频率和调节MOSFET栅极的驱动电流。
内部振荡器对内部电容器线性地进行充电和放电，它在两个电压电平之间产生锯齿波形，并送往脉冲宽度调节器。
该振荡器在每个周期开始时，置位脉冲宽度调制器和电流限制闭锁器。
在电源应用中选择100KHZ额定频率，可使电磁干扰最小，并使效率最高。
微调电流基准可改进振荡频率精度。
脉宽宽度调节器提供电压型控制环，以驱动输出极MOSFET，其占空比与流入控制脚的电流成反比例。
该脚在Re两端产生一个电压误差信号。
Re两端的误差信号由一个典型角频率为7KHz的RC网络加以滤波，以减少开关噪声的作用。
该滤波误差信号与内部振荡器锯齿波相比较，产生一定占空比的波形。
当控制电流增加时，占空比则减小。
由振荡器产生的时钟信号置位一个寄存器，它使输出级功率管MOSFET变为截止。
占空比是由内部振荡器的对称性能来调节。
调制器导通时间最短，可保持TOPSwitch-II的电流不受误差信号的影响。
注意到在占空比开始变化之前，必须使注入控制脚的电流为最小值。
设计栅极驱动器是在一个受控的速率时使输出级MOSFET导通，从而使共模电磁干扰减到最小。
栅极驱动电流可微调节以改进精度。
在初级反馈应用时，分流调节器也能完成一个误差放大器的功能。
该分流调节器的电压，是由温度补偿的带隙参考基准电压精确地加以提供的。
误差放大器的增益，则由控制脚的动态电阻来决定。
控制脚把外部电路信号箝位在Vc电压电平上。
超过电源电流的控制脚电流，则由分流调节器加以分离，并作为误差信号流过Re。
逐个周期式峰值漏极电流限制电路，是利用输出级MOSEFET的导通电阻作为采样电阻器。
电流限制比较器把输出级M0SFET导通状态时的漏—源电压与门限电压相比较。
高的漏极电流使Vds超过门限电压，并使输出级的MOSFET截止，直到下一个时钟周期开始之前。
电流限制比较器的门限电压是受温度补偿的，由于温度影响改变输出极MOSFET的导通电阻Rds（on）值，它使有效峰值电流限制的变化减小到最小。
在输出极MOSFET导通之后的一个短时间里，前沿消隐电路将阻止电流限制比较器工作。
因前沿消隐时间已被确定，故由原边电容和副边整流器反向恢复引起的电流尖峰，将不会造成开关脉冲过早地结束。
为了使TOPSwitch-II的功耗降到最低，如果维持输出可调节的条件，则关闭与自动再启动电路，是在占空比为5%典型值时使电源导通和截止。
当丧失调节能力时，将中断外部电流进入控制脚。
Vc的调节使分流状态变为滞后的自动再启动状态。
当故障条件消除、电源输出变为可调节时，Vc的调节再次变为分流状态，则电源的正常工作又重新开始。
温度保护是由一个精密的电路提供的，当结点温度超过热关闭温度时，该电路将使输出级MOSFET截止。
激活加电复位电路，可通过消除和恢复输入电源来进行，或者瞬间进入控制脚的、低于加电的复位门限电压，可使阀门复位。
并且让TOPSwitch恢复正常电源工作状态。
当电源被关闭时，Vc则被调节在滞后状态，并且在控制脚出现一个4.7—5.7V的锯齿波电压。
该电流源从漏极脚对TOPSwitch提供偏置，并在启动或者滞后工作期间对控制脚外部电容Ct进行充电。
滞后工作出现在自动再启动和过热封锁关闭期间。
该电流源是按近似35%的有效占空比被开通和切断。
这一占空比是由控制脚充电电流Ic与放电电流之比来确定的。
当输出级MOSFET被开通时，在正常工作期间该电流源则被切断。
第四章、应用TOPSwitch设计电动自行车充电器
用TOPSwitc-II之中较大功率的、采用TO-220封装的TOP-225-Y，可组成100W（43V／2.3A）实用于36V／12Ah电动自行车充电器的正激变换器高频开关稳压电源，其实用的电路图如下图6所示。
图中输出电压经R4、R6分压电路取样，由基准误差放大器U3（TL431）精确调整，使输出电压误差信号转换成U2（4N35）光电耦合器初级回路的电流误差信号，它经光电耦合器U2的次级加到TOP225-Y的控制脚，直接改变TOPSwitch的占空比。
输出电压可通过改变分压器电阻R4和R6的阻值来微调节，也可通过调节变压器的副边绕组的匝数比来改变其值。
交流输入电压经电源滤波器（L1、C10、C11）双向滤除高频杂波，D1～D4桥式整流后，对储能电容器C1进行充电，产生一个+300V的直流电压，加到主变压器TR1的原边绕组，变压器原边绕组的另一端，接集成电路TOPSwitch-II内的高压功率管MOSFET漏极。
当TOPSwitch-II关断时，D5、R2、C3、Z1、Z2、和Z3提供变压器的磁芯复位电压，并且箝位因变压器漏感引起的前沿电压尖峰。
+43V电源是T1副边绕组感应电压经D6、D7、L2、C5（C4为高频滤波）整流滤波得到；输出电路中加入D9是防止充电中途市电停电，造成电池向充电器倒灌电流。
偏置绕组的感应电压经D8、R3、C6整流滤波产生TOPSwitch-II的偏置电压。
C2可滤除经控制脚加到内部MOSFET栅极的驱动充电电流尖峰，并且确定自动再启动频率，C2与R3、R8共同维持补偿控制回路的性能。
TL431（U3）并联调节器在其内部集成了一个精确的2.5V带隙基准电压、运算放大器、驱动器的组合，它们集成在单个器件内，用作变换器次级的基准放大器。
输出电压+43V经过R4和R6检测、分压后，同U3内部基准电压比较。
误差放大器的频率响应由C7、R9和R4来确定。
R8可限制U2光耦器件中的电流，并设置总的控制环交流增益。
R7、R8提供了在轻负载条件下的最小负载值，它可改善输出电压的调整率。
C9用于平滑高频条件下的误差放大器增益。
R5和C8用于减少导通时的过冲，并改进瞬间响应。
输出电流的恒定是由电流取样电阻R11和电流控制三极管Q1共同作用的。
电池初充电时，电池的端电压较低（一般低于36V），则充电电流较大，电流取样电阻R11的电压降大于0.6V，Q1便导通，Q1并接在U3（TL431）的两端，必然使U2（4N35）光电耦合器初级回路的电流误差信号变大，将减小TOPSwitch的占空比，输出电压下降，最终使充电电流达到一个恒定值。
若充电电流设计为2.3A，则R11＝0.6／2.3＝0.25Ω。
当电池的端电压达到43V时，说明电池已经充足，这时由R4和R6检测、分压，通过调整环节，输出电压设定值也是43V，电压达到平衡，充电电流很快减小，进入涓流充电状态（约几十mA）。
对于上述的36V／12Ah电池组，充电时间为5—6小时。
由于本充电器为恒流充电、恒压检测，所以使用中是很安全的，电池既能充足，又不会过充。
第五章、个人小结
作为一名大学毕业生，有幸参与了一生中具有特殊意义的毕业设计。
就学习方面讲，我认为这正是学以致用的教学方式变革的典范，我们脱离了单调的课堂书本，在充分时间的保证下，利用大量的课余时间，在图书馆中，在实验室里，与合作的同学和指导老师一起讨论，实践，查阅了大量书本资料，最终完成了毕业设计。
在完成毕业设计的实习中，对社会经济中微妙的供求关系有了一些初步的认识。
对我们在学校中学习的学生而言是极其宝贵的。
制作毕业设计的几个星期，为在高校学子向社会工作者这一角色转变的过程中起了很积极的作用。
就再学习能力培养方面讲，高校教育教的不仅仅局限于书本知识，并非只是掌握了若干道题的解答方式就真正懂得了书本上的知识，融会贯通才是教学的根本目的。
在这次毕业实习和毕业设计中，我们脱离了书本知识的约束，脱离了平常为了答题而设计程序的束缚，大胆创新，敢于实践。
并且懂得了“在校学习，是为了走上社会再学习的能力的学习”的真正含义。
走上工作岗位，其实学习才刚刚起步，通过这次毕业设计使我们明白需要学习的是有发展前景的，是市场需要的，为我们就业后再学习的方向选择，上了不可缺少的重要一课。
就团队合作能力的培养方面而言，面临择业，我们经常看到用人单位有选择的要求“需要有一定的团队合作能力”。
通过这次毕业设计，我们几个同学一起合作攻克一个个难关，使我们每个人都深刻体会到一个人的能力是微薄的，而大家共同的能力是巨大的。
培养了我们团队的合作意识，为日后工作提供了一次宝贵的演练机会。
作为一个即将毕业的大学生，我们掌握了足够的书本知识，在学校学习即将结束之即，通过毕业设计我们转化了书本知识，积累了社会经验，明确了学习目的，加深了团队合作意识，这一切都是在不久的将来走上社会后
升级会员 