半桥式开关稳压电源说明书Word下载.docx

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开关电源采用功率半导体器件作为开关器件，通过周期性间断工作，控制开关器件的占空比来调整输出电压。

开关电源的基本构成如图1.1所示，其中DC/DC变换器进行功率转换，它是开关电源的核心部分，此外还有起动、过流与过压保护、噪声滤波等电路。

输出采样电路（R1、R2）检测输出电压变化，与基准电压Ur比较，误差电压经过放大及脉宽调制（PWM）电路，再经过驱动电路控制功率器件的占空比，从而达到调整输出电压大小的目的。

图1.2是一种电路实现形式。

DC/DC变换器有多种电路形式，常用的有工作波形为方波的PWM变换器以及工作波形为准正弦波的谐振型变换器。

图1.1开关电源的基本构成图1.2开关型稳压电源的原理电路

对于串联线性稳压电源，输出对输入的瞬态响应特性主要由调整管的频率特性决定。

但对于开关型稳压电源，输入的瞬态变化比较多地表现在输出端。

提高开关频率的同时，由于反馈放大器的频率特性得到改善，开关电源的瞬态响应问题也能得到改善。

负载变化瞬态响应主要由输出端LC滤波器特性决定，所以可以利用提高开关频率、降低输出滤波器LC乘积的方法来改善瞬态响应特性。

1.3开关电源的分类

人们的开关电源技术领域是边开发相关电力电子器件，边开发开关变频技术，两者相互促进推动着开关电源每年以超过两位数字的增长率向着轻、小、薄、低噪声、高可靠、抗干扰的方向发展。

开关电源可分为AC/DC和DC/DC两大类，DC/DC变换器现已实现模块化，且设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化，并已得到用户的认可，但AC/DC的模块化，因其自身的特性使得在模块化的进程中，遇到较为复杂的技术和工艺制造问题。

以下分别对两类开关电源的结构和特性作以阐述。

1.3.1DC/DC变换

DC/DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。

斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式Ts不变，改变ton（通用），二是频率调制方式，ton不变，改变Ts（易产生干扰）。

其具体的电路由以下几类：

（1）Buck电路--降压斩波器，其输出平均电压Uo小于输入电压Ui，极性相同。

（2）Boost电路--升压斩波器,其输出平均电压Uo大于输入电压Ui，极性相同。

（3）Buck-Boost电路--降压或升压斩波器，其输出平均电压Uo大于或小于输入电压Ui，极性相反，电感传输。

（4）Cuk电路--降压或升压斩波器，其输出平均电压Uo大于或小于输入电压UI,极性相反，电容传输。

当今软开关技术使得DC/DC发生了质的飞跃，美国VICOR公司设计制造的多种ECI软开关DC/DC变换器，其最大输出功率有300W、600W、800W等，相应的功率密度为（6、2、10、17）W/cm3，效率为（80-90）%。

一种采用软开关技术的高频开关电源模块RM系列，其开关频率为（200~300）kHz，功率密度已达到27W/cm3，采用同步整流器（MOS-FET代替肖特基二极管），是整个电路效率提高到90%。

1.3.2AC/DC变换

AC/DC变换是将交流变换为直流，其功率流向可以是双向的，功率流由电源流向负载的称为“整流”，功率流由负载返回电源的称为“有源逆变”。

AC/DC变换器输入为50/60Hz的交流电，因必须经整流、滤波，因此体积相对较大的滤波电容器是必不可少的，同时因遇到安全标准（如UL、CCEE等）及EMC指令的限制（如IEC、FCC、CSA），交流输入侧必须加EMC滤波及使用符合安全标准的元件，这样就限制AC/DC电源体积的小型化，另外，由于内部的高频、高压、大电流开关动作，使得解决EMC电磁兼容问题难度加大，也就对内部高密度安装电路设计提出了很高的要求，由于同样的原因，高电压、大电流开关使得电源工作消耗增大，限制了AC/DC变换器模块化的进程，因此必须采用电源系统优化设计方法才能使其工作效率达到一定的满意程度。

AC/DC变换按电路的接线方式可分为，半波电路、全波电路。

1.4开关电源的选用

开关电源在输入抗干扰性能上，由于其自身电路结构的特点（多级串联），一般的输入干扰如浪涌电压很难通过，在输出电压稳定度这一技术指标上与线性电源相比具有较大的优势，其输出电压稳定度可达（0.5-1）%。

开关电源模块作为一种电力电子集成器件，在选用中应注意以下几点：

1.4.1输出电流的选择

　　因开关电源工作效率高，一般可达到80%以上，故在其输出电流的选择上，应准确测量或计算用电设备的最大吸收电流，以使被选用的开关电源具有高的性能价格比，通常输出计算公式为：

Is=Kif

式中：

Is—开关电源的额定输出电流；

if—用电设备的最大吸收电流；

K—裕量系数，一般取1.5~1.8；

1.4.2接地

开关电源比线性电源会产生更多的干扰，对共模干扰敏感的用电设备，应采取接地和屏蔽措施，按ICE1000．EN61000．FCC等EMC限制，形状开关电源均采取EMC电磁兼容措施，因此开关电源一般应带有EMC电磁兼容滤波器。

如利德华福技术的HA系列开关电源，将其FG端子接大地或接用户机壳，方能满足上述磁兼容的要求。

1.4.3保护电路

开关电源在设计中必须具有过流、过热、短路等保护功能，故在设计时应首选保护功能齐备的开关电源模块，并且其保护电路的技术参数应与用电设备的工作特性相匹配，以避免损坏用电设备或开关电源。

1.5开关电源技术的发展动向

开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。

由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体（Mn-Zn）材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度（Bs）下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。

SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小、薄。

开关电源的高频化就必然对传统的PWM开关技术进行创新，实现ZVS、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源工作效率。

对于高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措施以减少器件的应力，使得产品的的可靠性大大提高。

　　模块化是开关电源发展的总体趋势，可以采用模块化电源组成分布式电源系统，可以设计成N＋1冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展。

针对开关电源运行噪声大这一缺点，若单独追求高频化其噪声也必将随着增大，而采用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又可降低噪声，但部分谐振转换技术的实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，以使得该项技术得以实用化。

电力电子技术的不断创新，使开关电源产业有着广阔的发展前景。

要加快我国开关电源产业的发展速度，就必须走技术创新之路，走出有中国特色的产学研联合发展之路，为我国国民经济的高速发展做出贡献。

1.6开关电源在医学仪器中的应用

近二十年来，开关电源已广泛应用在心电图机、超声诊断仪和CT等医疗仪器设备之中。

第2章半桥变换器的设计原理与分析

2.1半桥式功率变压器的设计

2.1.1工作频率的设定

工作频率对电源的体积、重量及电路特性影响很大。

工作频率高，输出滤波电感和电容体积减小，但开关损耗增高，热量增大，散热器体积加大。

因此根据元器件及性价比等因素将电源工作频率进行优化设计。

本例为：

Fs=50KHZ，T=1/Fs=1/50KHZ=20us

2.1.2磁芯的选用

①选取磁芯材料和磁芯结构

选用R2KB铁氧体材料制成的EE型铁氧体磁芯。

②确定工作磁芯感应强度Bm

R2KB软磁铁氧体材料的饱和磁感应强度Bs=0.47T，考虑到高温时Bs会下降，同时为防止合闸瞬间高频变压器饱和，选定Bm=1/3Bs=0.15T。

③计算并确定磁芯型号

磁芯的几何截面积S和磁芯的窗口面积Q与输出功率Po存在一定的函数关系。

对于半桥变换器，当脉冲波形近似为方波时为：

SQ=Po×

104/2×

Fs×

Bm×

η×

Kc×

Ku×

j（2-4-1）

η------效率；

j------电流密度，一般取300-500A/cm2；

Kc----磁芯的填充系数，对于铁氧体Kc=1；

Ku-----铜的填充系数，Ku与导线线径及绕制的工艺及绕组数量等有关，一般为0.1-0.5左右。

各参数的单位是：

Po---W，S---cm2，Q---cm2，Bm---T，Fs---Hz，j---A/cm2。

取Po=640W，Ku=0.3，j=300A/cm2，η=0.8，Bm=0.15T，代入式（2-4-1）得：

j=640×

50×

103×

0.15×

0.8×

0.3×

300=4.558cm2

由厂家手册知，EE55磁芯的S=3.54cm2，Q=3.1042cm2，则SQ=10.9cm4，EE55磁芯的SQ值大于计算值，选定该磁芯。

2.1.3计算原副边绕组匝数

按输入电压最低及输出满载的情况（此时占空比最大）来计算原副边绕组匝数，已知Umin=176V经整流滤波后直流输入电压Udmin=1.2×

176=211.2V。

对于半桥电路、功率变压器初级绕组上施加的电压等于输入电压的一半，即Upmin=Udmin/2=105.6V，设最大占空比Dmax=0.9，则有：

Tonmax=1/2×

T×

Dmax=1/2×

20×

0.9=9.0us

Upmin×

Tonmax×

104=105.6×

9.0×

10-6×

104

代入公式：

N1=Upmin×

Sc=105.6×

3.54=8.9匝

次级匝数计算时取输出电压最大值Uomax=16V。

次级电路采用全波整流，Us为次级绕组上的感应电压，Uo为输出电压，Uf为整流二极管压降，取1V。

Uz为滤波电感等线路压降，取0.3V，则

Us=Uomax+Uf+Uz/Dmax=16+1+0.3/0.9=19.22V

N2=Uz/Upmin×

Dmax×

N1=19.22×

8.9/105.6×

0.9=1.8匝

为了便于变压器绕制，次级绕组取为2匝，则初级绕组校正为：

N1=Uimax×

N2/Us=10匝

2.1.4选定导线线径

在选用绕组的导线线径时，要考虑导线的集肤效应，一般要求导线线径小于两倍穿透深度，而穿透深度Δ由式（2-4-2）决定：

Δ=

（2-4-2）

ω为角频率，ω=2πfs；

μ为导线的磁导率，对于铜线相对磁导率μr=1，则μ=μo×

μr=4π×

10-7H/m；

γ为铜线的电导率，γ=58×

10-6Ωm；

穿透深度Δ的单位为m；

变压器工作频率50KHZ，在此频率下铜导线的穿透深度为Δ=0.2956mm，因此绕组线径必须是直径小于0.59mm的铜线。

另外考虑到铜线电流密度一般取3-6A/mm2，故这里选用Ф0.56mm的漆包线8股并联绕制初级共10匝，次级选用厚0.15mm的扁铜带绕制2匝。

2.2半桥式变换器

2.2.1半桥式变换器电路开关晶体管的选择

　　图2.1所示半桥式变换器中，变压器的一次侧在整个周期中都流过电流，磁心得到充分利用，对功率开关管的耐压要求较低，决不会超过线路峰值电压。

与推挽式电路相比，若输出相同的功率，则开关晶体管必须流过2倍的电流。

　　在半桥式变换器电路中，因为变压器的电压已减少到UI/2，为了获得相同的功率，晶体管的工作电流将加倍。

假定变换器的效率η=0.8，最大占空比Dmax=0.8，半桥式变换器的另一个优点是:

它可以自动校正变压器磁心偏磁,避免变压器磁心饱和。

图2.1半桥式变换器电路

　　在设计开关电源时，还应考虑的是使用双极型晶体管还是MOSFET管，这两种晶体管各有优缺点。

二者相比较，双极型晶体管价格较低，而MOSFET管由于驱动电路简单，所以整个电路设计也比较简单。

双极型晶体管有一个缺点，就是工作截止频率较低，一般在几十kHz左右，而MOSFET管的开关工作频率可达几百kHz。

开关电源工作频率高就意味着设计出来的开关电源体积较小。

提高开关电源的工作频率，这是当前开关电源设计的一个趋势。

2.2.2功率晶体管的保护

功率晶体管的保护有抗饱和、二次击穿等问题，这里重点介绍二次击穿的防止及RC吸收回路元件参数的选择方法。

（1）正偏压的二次击穿

要设计出一个工作稳定、可靠的开关电源，必须避免开关晶体管出现正向偏置状态下的二次击穿现象。

　　图2.2表示晶体管集电极电流Ic与Uce间的关系图，曲线的轨迹代表的是晶体管可以工作的最大限度范围。

在晶体管导通期间，落入安全区正向偏置的负载曲线认为是安全的，工作时不能超过厂家所提供的器件热限度和安全工作区。

图2.2双极型晶体管安全工作区

正向偏置的二次击穿现象是由若干个发热点引起的。

这些发热点是由于晶体管在高压下电流的不均衡而造成的。

它们分布在功率晶体管工作面上的许多地方，由于晶体管的基极－发射极结间是负温度系数，这些发热点就增加了局部电流流动，电流越大，则产生功率越大，进而使得某一发热点的温度更高。

由于集电极对发射极的击穿电压也是负温度系数，所以与上述结果相同。

由此可见，如果加在晶体管上的电压不消失，电流就不会终止，集电极－发射极结就会被击穿，而晶体管会由于无法抗拒高温而损坏。

　　有一种防止正向偏压二次击穿的新方法：

在制造晶体管时增加了发射极平衡技术，使用这种技术制造的晶体管可以工作在它本身允许的最大功率和最大集电极电压的条件下，而不必担心会产生二次击穿。

应用这种技术的器件如图2.3所示。

　　具体实现方法是在功率开关晶体管的基极再串接一个结型场效应管，场效应管起着基极平衡电阻的作用，其阻值随集电极对基极电压的变化而变化。

当集电极电压变化时，能够维持恒定的功耗。

图2.3防止二次击穿的措施

（2）反偏压的二次击穿

当晶体管用作开关器件使用时，存储时间和开关损耗是两个重要的参数。

如果不能有效地减少存储时间，变压器就会产生饱和，而且开关电源的调整范围就会受到限制。

　　同时，对开关损耗必须进行控制，因为它影响着整个电源系统的工作效率。

实际应用中，晶体管的反向偏置安全工作区具有实用意义，如图2.4所示。

图2.4反向偏置时安全工作

曲线表示，对于Uce低于Uceo的情况，只受晶体管集电极电流Ic的限制。

对Uce高于Uceo情况，集电极电流必须随所加的方向偏置电压的增加而减少。

很明显，反向偏置电压Ueb是非常重要的，它对反向偏置安全工作区的影响非常大。

在开关晶体管加反向偏压时，因为关断时间会减少，应避免基极－发射极结的雪崩现象发生。

设计时可采用有箝位二极管的RC吸收回路以避免雪崩现象的发生。

（3）开关晶体管的RC吸收回路

　　由上面的讨论可见，开关晶体管工作在截止状态的瞬间，为了把存储时间减少到最低限度，一般采用加大反向基极电流的办法。

但是如果Ib过大，会造成发射结的雪崩，而损坏晶体管。

为了防止这种情况的发生，可采用RC吸收回路，RC吸收回路并联在开关晶体管的集电极－发射极之间，在功率开关晶体管截止时给开关晶体管集电极电流分流，见图2.5。

　　当晶体管V1截止时，电容C通过二极管V2被充电到工作电源电压E＋，当晶体管V1导通时，电容C经过电阻R放电。

实际上，吸收回路消耗了一定量的功率，减轻了开关管的负担。

如果没有吸收回路，这一部分功率必须由开关管承担。

图2.5晶体管截止电流吸收网络

　　在实际电路中，选取RC回路的值要保证以下两条：

一是在开关晶体管截止期间内（toff）必须能使电容C充电到接近Uce电压，二是在晶体管导通期间（ton），必须使电容C上的电荷经电阻R放完，所以应使表达式的值接近于1。

当

时，

=0.05，即可以认为经过3RC的延迟,电容C已基本上把电荷放完,这样R的取值可由下式决定:

同时还应检验在晶体管导通时，电容C通过开关管放电的电流Idis,应把它限制在0.25Ic以下,可用下式计算:

2.2.3MOSFET的选择和保护

　　功率场效应管（PowerMOSFET）是近些年发展起来的半导体器件，在高频开关电源中得到了广泛的应用。

　　它具有几个明显的优点：

工作频率高达200kHz以上，从而可进一步减小开关电源的体积和重量；

同时它还具有工作速度快、功率大、耐压高、增益高，几乎不存在存储时间，没有热击穿等优点。

　　MOSFET是电压型控制器件。

为了在漏极D得到一个较大的电流，必须在MOSFET的栅极和源极S之间加一个控制电压。

　　为了驱动MOSFET导通，需要在栅极和源极间加入电压脉冲。

为了提高MOSFET管的开关速度，驱动电压源的阻抗Rg必须非常低。

　　当MOSFET管关闭时，在漏极和源极之间就会出现很高的阻抗，从而抑制了电流的流动。

　　当功率MOSFET用作开关器件时，漏源极间电压降与漏极电流成正比。

也就是说，功率MOSFET工作在恒定电阻区，因此它实际上象电阻一样起作用。

所以功率MOSFET漏源极间的导通电阻Rdson就成为一个十分重要的参数，它与双极型三极管的集电极－发射极间饱和压降的重要性一样。

当Ugs达到门限电压时（一般是2～4V），漏极电流Id开始流动。

当Ugs超过门限电压之后，漏极电流和栅极电压的比值呈线性增长，这样漏极电流对栅极电压的变化率（称为跨导gfs）在漏极电流较大时，实际上是个常数。

　　MOSFET可以提供非常稳定的安全工作区（SOA），因为在正向偏置时，它不受二次击穿的影响，因此，无论施加直流还是脉冲电压，它的SOA曲线比双极型晶体管要好。

用功率MOSFET作开关器件使用时，在额定电压下驱动额定电流，不用吸收回路是可能的。

当然，在实际设计电路时，还应适当降低额定值，图2.6表示典型MOSFET的SOA曲线，为了与双极型晶体管比较，把它们重叠画在一起。

　　为了充分发挥MOSFET的优点，在设计MOSFET电路时应注意以下几点，以防在高频工作时产生振荡现象。

（1）尽量减短与MOSFET各管脚接线的导线长度，特别是栅极引线长度，如果实在无法减短，可以用小磁环或1个小电阻R1与MOSFET管栅极串联，如图2.7所示。

使用这两个元件应尽量靠近管子的栅极，以消除寄生振荡。

（2）由于MOSFET具有极高的输入阻抗，为了避免电路正反馈引起的振荡，驱动源的阻抗必须很低。

当MOSFET的直流输入阻抗很高时，它的动态阻抗（交流输入阻抗）会随着工作频率的变化而变化。

　　由于MOSFET的栅极和源极之间的硅氧化层比较容易被击穿，如果两极间所加的电压超过了厂家给定的参数值，就会使管子造成永久性损坏。

实际上，栅极电压的最大值一般是20～30V，即使所加的栅极电压低于最大允许值，也要对电路采取措施，确保避免由于杂散电容引进的尖峰脉冲把MOSFET的氧化层损坏。

图2.6SOA比较图

图2.7用铁氧体磁环消除寄生振荡

为了使MOSFET管更安全有效地工作，一般情况下需要在MOSFET的源漏极间加RC吸收回路。

因为RC吸收回路消耗了多余的关断MOSFET的能量，否则这部分能量要由MOSFET开关管来消耗，其工作原理与双极型晶体管RC吸收回路相同。

2.3半桥变换器的工作原理分析

图2.8半桥变换器原理图

图2.8示出了半桥变换器的电路图，电容器C1、C2和晶体管Q1、Q2组成了桥，桥的对角线接变压器T1的原边绕组，故称半桥变换器。

如果C1=C2，某一开关晶体管导通时，绕组上的电压只有电源电压的一半。

稳定条件下，在C1=C2，Q1导通时，C1上的1/2倍的Vs加在原边绕组上，Q1流过负载Io折算至原边电流加上磁化电流。

经占空比所定时间后，Q1关断。

由于原边绕组和漏电感的作用，电流继续流入原边绕组。

如果这时Q2加有导通脉冲，Q2导通。

负载Io折算至电流加上磁化电流，流经原边绕组和Q2。

然后重复以前的过程，不同的是，电流i改变了方向。

副边的电路工作如下：

当Q1导通时，副边绕组Vs’电压使D3导通，如正激变换器工作相似。

当Q1关断，两个绕组电压均朝零变化。

副边回路电感L反激，储能继续供能负载RL。

当副边线圈降到零时，二极管D3、D4都起着续流作用，D3、D4分得电流近似相等。

在D3、D4同时导通时，副边电压Vs’钳位到零。

在稳定条件下，在晶体管导通期间通过L的电流增加，关断期间L的电流减小，其平均值等于输出电流Io的值。

忽略损耗，输出电压Vo如下式：

式中:

Vs--------