基于DSP的SVPWM逆变器的研究Word格式文档下载.docx

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摘要

本文对空间电压矢量脉宽调制（SVPWM）的原理进分析,在基于DSP的交流电机调速试验对间矢量脉宽调制（SVPWM）策略给予了实现。

TMS320LF2407A数字信号处理器的硬件结合软件实现方法控制逆变器进行交流电机调速实验,通过实验验证空间矢量正弦波脉宽调制算法的一些优点及其交流电机控制中的优良性能。

关键词:

宽调制波形,矢量变换控制,电磁转矩,转子磁场,数字信号处理器;

空间矢量脉宽调制;

逆变器

1引言

在电气传动中，广泛地应用PWM控制技术。

在1971年德国学者提出的矢量变换控制方法中，提出SVPWM策略宽调制（SPWM）及相对较新的空间电压矢量脉宽调制（SVPWM）等而在众多的脉宽调制技术中,SVPWM是一种优化的PWM技术,此方法控制简单，数字化实现方便,能明显减少逆变器输出电流的谐波成分及电机的谐波损耗，降低脉动转矩，而且有更高的电压利用.为了保证SVPWM算法的性能,往往需要将控制周期缩短到几百微秒甚至几十微秒之内,单片机的运算速度已经无法满足要求[1].由于DSP具有独特的优点使它特别适用于算法复杂的高性能交流调速控制场合本文在空间电压矢量PWM的原理进行分析的基础上,用TMS320LF2407A数字信号处理器的硬件结合软件实现方法进行了实验。

2矢量变换控制与空间矢量调制

2.1矢量变换控制

在1971年德国学者提出的矢量变换控制方法中，正交旋转坐标系的直轴为励磁轴（M）与转子磁场重合,交轴为转矩轴（T），转子磁场的交轴分量为零，电磁转矩的方程得到简化，即在磁场恒定的情况下，电磁转矩与交轴电流分量成正比，因此，感应电机的机械特性与他励直流电机的机械特性完全一样，实现了磁场和转矩的解耦控制。

由于直轴和转子磁场重合，因此也称转子磁场定向控制。

2.2矢量变换控制的构想

众所周知，调速的关键问题是转矩控制，直流电动机调速性能好的根本原因就在于其转矩制的容易。

直流电动机的转矩表达式是

（Te+CT）+I=ϕ（2-1）

式中Te电磁转矩CT为转矩系数I为电枢电流ϕ为磁通。

在直流电动机的转矩表达式中，电枢电流I和磁通ϕ是两个互相独立的变量，分别主要由电枢绕组和励磁绕组来控制，在电路上互不影响。

如果忽略了磁饱和效应以及电枢反应，电枢绕组产生的磁场与励磁绕组产生的磁场是相互正交的，于是可以简单地说电枢电流I和磁通ϕ是正交的。

对于三相异步电动机来说，情况就不像直流电动机那样简单了。

三相异步电动机的转矩

TeCTI2cosϕϕ2

式中为Te电磁转矩；

CT为转矩系数；

I2为电枢电流cosϕ为磁通；

ϕ2为转子回路的功率因数角。

从上式可以看出，异步电动机的转速不仅与转子电流I2和气隙磁有关，而且与转子回路的功率因数ϕ2有关，转子电流I2和气隙磁通两个变量既不正交，彼此也不是独立的，转矩的这种复杂性是异步电机难于控制的根本原因。

如果能将交流电机的物理模型等效地变换成类似直流电机的模式，分析和控制就可大大简化。

坐标变换正是按照这条思路进行的。

矢量变换控制是基于坐标变换，其原则有三条

1.在不同坐标下产生的磁动势相同（即模型等效原则）

2.变换后功率不变

3.电流变换矩阵与电压变换矩阵统一正交，

图2-1a图2-1b图2-1c

（1）模型等效原则：

图2-1b两相交流绕图2-1c旋转的直流绕众所周知，交流电机三相对称的静止绕组A,B,C，通以三相平衡的正弦电流所产生的合成磁势是旋转磁动势F，它在空间呈正弦分布，以同步转速cosϕ（即电流的角频率）顺着A-B-C的相序旋转。

这样的物理模型如图2-1a所示。

然而，旋转磁动势并不一定非要三相不可，除单相以外，二相、三相、四相、……等任意对称的多相绕组，通以平衡的多相电流，都能产生旋转磁动势，当然以两相最为简单。

图2-1b中绘出了两相静止绕组Ac和Ba，它们在空间互差90°

，通以时间上互差90°

的两相平衡交流电流，也产生旋转磁动势F。

当图2-1a和2-1b的两个旋转磁动势大小和转速都相等时，即认为图2-1b的两相绕组与图2-1a的三相绕组等效。

再看图2-1c中的两个匝数相等且互相垂直的绕组M和T，其中分别通以直流电流iM,iT，产生合成磁动势F，其位置相对于绕组来说是固定的。

如果让包含两个绕组在内的整个铁心以同步转速旋转,则磁动势F自然也随之旋转起来，成为旋转磁动势。

把这个旋转磁动势的大小和转速也控制成与图2-1a和图2-1b中的磁动势一样，那么这套旋转的直流绕组也就和前面两套固定的交流绕组都等效了。

由此可见，以产生同样的旋转磁动势为准则，图2-1a的三相交流绕组图2-1b的两相交流绕组和图2-1c中整体旋转的直流绕组彼此等效。

或者说，在三相坐标系下的iA,iB、iC，在两相坐标系下的i、ib和在旋转两相坐标系下的直流iM,iT是等效的，它们能产生相同的旋转磁动势。

有意思的是：

就图2-1c的M,T两个绕组而言，当观察者站在地面看上去，它们是与三相交流绕组等效的旋转直流绕组；

如果跳到旋转着的铁心上看，它们就的确是一个直流电机模型了。

这样，通过坐标系的变换，可以找到与交流三相绕组等效的直流电机模型.

现在的问题是，如何求出iA、iB、iC

等效关系，这就是坐标变换的任务.

2）三相--两相变换（3S/2S变换）

现在先考虑上述的第一种坐标变换——在三相静止绕组A、B、C和两相静绕组ac、bc之间的变换，或称三相静止坐标系和两相静止坐标系间的变换，简称3S/2S变换。

图2-2a中绘出了A、B、C和ac、bc两个坐标系，为方便起见，取A轴和轴重合。

设三相绕组每相有效匝数为N3，两相绕组每相有效匝数N2，各相磁动势为有效匝数与电流的乘积，其空间矢量均位于有关相的坐标轴上。

由于交流磁动势的大小随时间在变化着，图中磁动势矢量的长度是随意的。

设磁动势波形是正弦分布的，当三相总磁动势与二相总磁动势相等时，两套绕组瞬时磁动在A、B轴上的投影都应相等，并考虑坐标变换原则2，令

图2-2a图2-2b

果电机三相定子绕组是Y形不带零线接法，即

Ia+Ib+Ic=0（2-3）iA+iB+iC+0（2-4）

则也可以由任意两相电流得到Ia,Ib，这时的变换式只需把（2-4）式代入（2-3）

式即可。

（3）两相—两相旋转变换（2S/2R变换）

从上图等效的交流电机绕组和直流电机绕组物理模型的图2-1b和图2-1c中从两相静止坐标系到两相旋转坐标系M,T变换称作两相—两相旋转变换，简称2S/2R变换，其中S表示静止,R表示旋转，并记M轴和J轴之间的夹角为ϕ.把两个坐标系画在一起，即得图2-2b.则同步旋转坐标系中轴向电流分量与iA+iB,iC,o坐标系中轴向电流分量的转换关系为

iA+iB+iC+0（2-4）iM=



其逆矩阵为2R/2S变换，即

ib+ic=

基于上面表述，在三相坐标系下的定子交流电流iA,iB,iC,通过三相两相变（3S/2S）,可以等效成两相静止坐标（X-Y）下的交流电流iM1,iT1；

在通过按转子磁场定向的旋转变换，可以等效成同步旋转坐标系（M-T）下的直流电流iM1,iT1。

如果观察这站在铁心上与坐标系在一起旋转，他所看到的便是一台直流电机，原交流电机的转子总磁通2就是等效的直流电机的磁通，M（Magnetization）绕组相当于电机的励磁绕组，iM1相当于励磁电流，T（Torque）轴相当于伪静止的电枢绕组,iT1相当于与转矩成正比的电枢电流。

既然感应电机经过坐标变换可以等效成直流电机，那么，模仿直流电机的控制方法，求得直流电机的控制量，经过相应的坐标变换，是不是就能够控制异步电机？

这就是矢量变换控制的最初构想。

2.3矢量变换控制的原理

交流异步电机的数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统，为了便于对电机进行分析研究，有必要对实际电机进行如下假设，抽象出理想化的电机模型：

（1）忽略空间谐波，设三相绕组对称，在空间互差120电角度，所产生的磁动势沿气隙周围按正弦规律分布；

（2）忽略磁路饱和，各绕组的自感和互感都是恒定的；

（3）忽略铁心损耗；

（4）不考虑频率变化和温度变化对绕组电阻的影响。

在上述假设条件下，感应电机在同步旋转坐标系下的模型可以描述为下面三

个方程式：

P*（uT2+uM1）*（RsLsp1−1LsRLsp）*Lmp−（1Lm+iM1）+1LmLmp*iT1Rr

Lrp0*iM2=R+（2-1）

Lmp−1Lm+iM1*1Lm+Lmp*iT1Rr*（Lrp-0）+iM2R（2-8）

Lmp−1Lm+iM1+Rr*（Lrp0*iM2）R0Lmp−1Lm*iM1+1L（2-9）

3基于TMS320F2407A的SVPWM实现

基于TMS320F2407A的SVPWM实现[3][4]由于TMS320F2407A几乎集成了所有电机控制所需的外设,因此异步电动机的矢量控制系统或直接转矩控制系统的采样时间能够被控制在100微秒之内,基本能够满足系统的动态和静态性能要求。

TMS320LF2407A采用了3.3V供电电压以减小芯片功耗,高达40MHz的指令执行速度,集成了两组事件理器,采用更快速、更容易操作的A/D转换器,采用的CAN总线通讯接.外TMS320LF2407A加对FLASHROM中的代码进行加密的功能,有效的保护写到芯片内程序的安全.外设功能的增加直接加强了DSP连接外部设备的能力,比TMS320LF2407A具有两组事件管理器,不需任何扩展就可以驱动两个两电平的三相逆变器.控制系统硬件结构见图3,实验平台见图4、图5

图3控制系统硬件结构

图4制电路板照片扫描图图5控制电路板照片扫描图

TI公司的LF2407A型的DSP中就提供了SVPWM脉宽调制波形输出的功能。

但是,它采用的是五段式SVPWM脉宽调制方式。

即对给定电压矢量的合成由两个有效边界电压矢量和一个零电压矢量共同作用生成。

程序配置的具体过程如下:

利用TMS320LF2407A内部极简化的SVPWM波形产生硬件电路,即软件结合集成硬件的混合波形生成法。

在软件中必须添加的步骤如下:

设置COMCONA寄存器使DSP工作于空间矢PWM模式;

查表将每个控制周期中初始向量（Ux）的开启方式写入到ACTRA.14~12位中,如U4的写入值为（100）;

将1（1表示参考向量顺时针旋转,0表示逆时针旋转）写入ACTRA.15中;

这SVPWM波形硬件电路将根据初始向量和参考向量的旋转方向,配置该时钟工作于递增/递减计数模式下,从而生成图中的对称的三角波,定时器的计数上限值设定为调制周期的一半。

将判定出有效电压矢量置于特定的寄存器中。

将计算得到的有效电压矢量的作用时间Tk/2和（Tk+Tk+1）/2分别置于比较寄存器1（CMPR1）和比较寄存器2（CMPR2）中.利用LF2407A型DSP硬件实现SVPWM脉宽调制,并最终产生脉冲波形信号的软件流程,见图6[5]。

图6SVPWM实现流程

主程序包括系统初始化程序、中断初始化程序、初始化EVA程序、变量初始化程序,主循环程序,T1下溢中断处理子程序和数据段

4实验

本文研究了用DSP-TMS320F2407A实现SVPWM的方法,用2.2kw三相交流电机作实验,试验中系统的开关频率设为kHz,死区互锁时间3.6s实验时,系统响应快,抗干扰能强,电机动静态性能优良。

负载实验测得的定子相电压波形和定子相电流波形如图7、图8。

图7相电压波形

图8定子相电流波形

结论

经过上述分析和实验,结果表明:

在一个PWM周期内总有一个桥臂保持常量,这样就减少了开关次降低了开关损耗,在位于同一桥臂的每对PWM输出要加死区间,而死区时间不能影响保持常量的桥臂,这将导致输出电压中含有少量谐波。

由于DSP快速运算能力和数据处理能力,完成空间矢量脉宽调制所需要的时间是很少的.在高速度的微处理器MS320C2407A应用于电机控制之后,使得SVPWM的实现更加方便、准确,从而大大改善了正弦磁通控制的性能

致谢

本文的撰写过程中，彭琛老师作为我的指导老师，她治学严谨，学识渊博，使我领会了基本的思考方式，掌握了通用的研究方法，由于彭琛老师她在百忙之中多次审阅全文，对细节进行修改，并为本文的撰写提供了许多中肯而且宝贵的意见，本文才得以成型。

在此特向彭琛老师致以衷心的谢意！

向她无可挑剔的敬业精神、严谨认真的治态度、深厚的专业修养和平易近的待人方式表示深深的敬意！

参考文献

[1]曾毅,李永东.DSP在现代电力电子与交流电机控制系统中的应用

[2]沈本荫主编.现代交流传动及其控制系统,

[3]李永东主编.交流电机数字控制系统.

[4]江思敏,等编.TMS320LF240xDSP硬件开发教程

[5]李雷军.基于TMS320LF2407A型DSP硬件实现SVPWM脉宽调制.

[6]王哓明,王玲编.电动机的DSP控制[M]..

[7]梁庆中,等.虚拟仪器设计中LabVIEW与Win32API的混合编程.

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