中频电源的工作原理.docx

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中频电源的工作原理

12MC－中频电源的工作原理

12MC－中频电源的基本原理，就是通过二个三相桥式整流电路，把50Hz的工频交流电流整流成直流再经过二个滤波器（直流电抗器）进行滤波，最后由逆变器将直流变为单相中频交流电供给负载，其电源系统方框图见图1。

图112脉中频电源系统方框图

符号说明：

GI—给定积分器VOC—压控振荡器CON2—桥2整流电路

VR—电压调节器1TR—桥1触发电路INV—逆变电路

CR—电流调节器2TR—桥2触发电路

BC—偏压电路CON1—桥1整流电路

SP1—工频电流信号处理机SP2—中频电压信号处理机

LA—限幅电路ACCT—工频交流电流互感器

LP—平衡电抗器

一、12MC——三相桥式线路作为整流器的工作情况

三相桥式全控整流电路共有六个桥臂，在同一时刻必须有两个桥臂同时工作才能构成回路。

六个桥臂的工作顺序如图2所示。

现假定在时间t1-t2（t1-t2的时间间隔为60°电角度，即为一个周波的1/6T），此时SCR1和SCR6同时工作（图2（a）中涂黑的SCR），输出电压为UAB。

到时刻t2-t3晶闸管SCR2因受脉冲触发而导通，而SCR6则受BC反压而关断，将电流换给了SCR2，这时SCR1与SCR2同时工作，输出电压即为UAC；到时刻t3-t4，SCR3因受脉冲触发而导通，SCR1受到UAB的反压而关闭，将电流换给了SCR3，SCR2和SCR3同时工作，输出电压为UBC；据此，到时刻t4-t5，t5-t6，t6-t1分别为SCR3和SCR4，SCR4和SCR5，SCR5和SCR6同时工作，加到负载上的输出电压分别为RAB、UCA，UCB，这样即把一个三相交流电进行了全波整流，从上述分析可以看出，在一个周期中，输出电压有六次脉动。

这种整流电路由于在每一瞬间都有两个桥臂同时导通，而且每个桥臂导通时间间隔60°，故对触发脉冲有一定要求，即脉冲的时间间隔须必为60°，我们这里采用的是经过调制的双窄脉冲，脉冲间隔依次为60°。

图2

以上解释的是单路三相整流桥的工作原理，在12MC的整流桥中有二套三相的整流桥，工作原理与上述的三相桥式整流电路完全一样，它们分别换流，各不相同，只是由于两桥的供电电压在相位上互差30°，故其输出直流电压Ud也相差了30°，当把两桥的输出叠加后，就得到两桥并联供电的实际电路

每周期脉动为12次的输出电压。

整流变压器一个原边（可以采用△形或Y形），两个副边，一个作Y接法，另一个作△接法。

分别供电给三相桥式整流，两组整流器的输出并联后共同馈电给L.R负载。

二、单相桥式并联逆变器的工作原理

并联逆变器的基本线路示于图3，图中晶闸管SCR1－SCR4组成了一个桥式电路。

Ld为直流电抗器，L为感应炉，C为补偿电容，LC组成一上并联谐振电路。

图3并联逆变器的基本线路

图3表示一个工作循环的情况，假设在图4中，先是①②导通③④截止，则直流电流Id经电抗器Ld，晶闸管①②的电流流向L.C谐振回路，由于Ld的电感值比较大，Id受Ld的限制基本上保持恒定不变，L.C谐振电路受到一个恒定电流的激励，而产生谐振，振荡电压为正弦波，也就是说电容器两端的电压为正弦波（这相当于图4（a）及图八中时刻t1前的电流电压波形，假定在这一时刻电容器两端的电压极性左端为正，右端为负，电容器两端电压将按正弦波规律变化。

如果我们在电容器两端电压尚未过零之前的某一时刻（图5中的t1时刻）触发晶闸管③④，此时形成晶闸管①②③④同时导通的状态（如图4（b），由于晶闸管③④导通，电容器两端的电压通过晶闸管③④加到晶闸管①②上，使晶闸管①②阳极电压为负，阴极电压为正，晶闸管①②由于承受一个反向电压而迅速关断，也就是说晶闸管①②将电流换给了晶闸管③④。

换流以后，直流电流经电抗器Ld，晶闸管③④从相反方向激励了谐波回路。

电容器两端电压继续按正弦规律变化，而电容器两端电压的极性变成了左端为负右端为正（如图4（C））。

对应的波形图为图5中的t2-t3时刻。

在负载中的电流也改变了方向。

当电容器右端的正电压再要过零的某一时刻（这相当于图5中的t3时刻），再将晶闸管①②触通，则再次形成晶闸管①②③④同时导通，但在此时是使晶闸管③④承受一个反电压，而将电流换给了晶闸管①②，这就完成了一个工作循环。

从上述换流过程中我们可以看出，当晶闸管①②导通时电流自一个方向流入负载，晶闸管①②与③④交替工作的次数，也就决定了输出交流电的频率。

这种变频线路因其换流过程是受负载电路控制的，所以不需要设置另外的强迫换流装置。

这是它与其它变频线路的不同之点，由于不需外加强迫换流装置，因此这种变频线路的频率和效率都比较高，适合在大功率的感应加热及熔炼中应用。

部分波形见图6所示，对应的线路见图6所示。

图4逆变器的工作过程

图5流过逆变器负载上的电流电压波形图6逆变器各点波形

三、调节保护电路

1．给定积分器GI：

其作用是把突然变化的给定电压信号转变为缓慢变化的斜坡信号，所以，给定积分器亦称斜坡函数发生器。

由于它的存在中频电源装置的输出电流、电压不会因为给定电压突变而急剧变化，使之运行可靠、稳定。

由运算放大器N133，型号为348的脚9、10、8——记作N133（9）、（10）、（8）及N133（5）、（6）、（7）构成给定积分器。

N133（9）接入给定电压，同相端N133（10）接+极性输出信号电压。

两者相减经放大后，由N133（7）输出，由于闭环电压放大系数很大，所以，只要N133（9）与（10）之间有一小的电压差，其输出即为饱和电压，经第二级放大器——积分器，使输出电压缓慢变化，直至在N133（7）电压与N133（9）电压相等，N133（8）输出电压为零，积分器输出不变。

当给定电压降低时，即N133（9）电压低于N133（10）电压时，反向积分，即N133（7）输出电压缓慢降低，直至与给定值相等。

2．电压调节器VR

VR的简化原理图见图7。

由给定积分器GI的积分器N133（7）的输出电压送入N133

（2），与取自负载中频电压的反馈电压信号（-Uf）相比较，其差值经VR比例——积分运算，由N133

（1）输出至电流调节器CR，作为CR的给定信号。

在中频电压低于某值之前，与电容器126并联的场效应晶体管被夹断，电容器126（5μF）被接入电路，此间，电阻128，电容器126支路起主导作用，使VR具有大的时间常数，使逆变器起动后的低电压运行阶段工作稳定。

随着中频电压Ua升高，VR在太大的时间常数下工作，容易引起系统振荡，所以，当Ua升高到某值时，场效应管127导通，电容126被短接，此后，VR由电阻128、130。

电容器129所决定的时间常数下工作，使之工具有积分凋节作用外，还能系统运行电压限定，由于Uf信号取自Ua，最终是限定Ua，由于VR的输出最终是调节整流移相角α1、α2的，所以限定Ua是通过降低直流电压Ud来进行的。

电压限定过程称电压载止过程，简称截压过程。

调节电位器111即可达到截压目的，其原理很简单：

N133

（2）的误差电压：

ΔU1=Ugd-Uf，当给定电压Ugd不变时，当Uf增大时，其误差电压ΔU1便下降，经VR的比例——积分调试（PI）调节，使N133

（1）输出减小，结果使α增大，Ud减小即Ua降低，截电值由电位器111的滑动端决定。

N133

（1）即VR的输出电压也送入限幅电路N133（12），由电位器140获得的负极性电压送到N133（13）作为VR的限幅设定值，假定为—5V，当N133（12）的电压值︱U12︱<︱U13︱———N133（13）的电压时，N133（14）电压为正极性，由于二极管145的隔离作用，不起限幅作用；当︱U12︱>︱U13︱时，N133（14）为负极性，使ΔU1=Ugd-Uf–U14减小，︱U12︱－︱U13︱差值愈大，则ΔU1愈小，使N133

（1）输出电压绝对值下降，最终被限定在—5V上。

限副过程中，发光二极管141发光，指示限幅过程。

3、电流调节器CR

CR也是PI调节器，VR的输出N133

（1）电压作为CR的给定电压，它与取自两组整流桥进线侧的工频电流信号电压相比较：

ΔU2=－UVR+Uif当电流信号电压增大时ΔU2减小，使N87（14）CR的输出减小，使α增大，起到电流稳定作用。

与VR一样，W82可整定截流值。

稳压管84、85起正、负输出电压限副作用。

反馈电阻97（1MΩ）为提高静态放大系数而设定。

N87

（1），N63均为电压跟随器。

图7电压调节器VR及电流调节器CR简图

4、偏压电路BC

BC电路的作用是，当给定电压为零时，使两组整流电路移相控制角α1、α2在逆变区，最好

是整定为α1=α2=αmax,αmax考虑安全有源逆变的最大控制角，一般取αmax≤150o，有利于

图8BC电路自激逆变器起动及系统保护。

偏压电路见图8。

其中为跟随器348的末级截止电阻。

即可算得A点电压=[15÷（68K+27.5K）]×27.5V=4.3V。

由于Ro的离散性，UA=3.6～4.2V。

在4046（9）上的电压通过2K可变电阻分压调整，可获得0.60V~4.2V调整范围，实际使用中，调整4046（9）的电压，使4046（4）的输出频率时应于最大控制角αmax=α1max=α2max。

在整流移相控制电路中的4046（12）对地接电阻R12，取适当的值，则当UA=0时，即可获得对应于αmax的4046（4）的频率。

5、整流触发电路1TR、2TR

1TR、2TR是两组相同的数字相控移相触发电路。

若同步变压器采用Dy11联结，其二次侧电压超前于主电路电压30o。

为满足移相范围，同步电压应与主

图9电路相同，故须接入移相电路，如图9。

当电容C=0.1μF时，则R1：

tgφtg30o

R1=———=———————=18.4K

ωC314×0.1×10—6

按图9参数配置时的等值电阻：

R1（R2+R3）22×122×106

R=—————=———————=18.6KΩ

R+R2+R144×103

移相角：

φ=tg－1ωRC=31.4×18.6×103×10－6=30o

滞迟电路输出电压（当UA=30V时）：

UA30

UA=————·R3=—————×22×103=4.6V

R1+R2+R3144×103

移相30o后的同步电压，经零电压比较器Z8，其8脚Z8（8）输出方波电压：

同步电压为正半波时，输出为负；同步电压为负半波时，输出为正。

经异或门Z9及或非门Z7组合后，Z9（3）、Z7（3）便得到相位互差180o的矩形脉冲。

见图11波形。

它们分别去控制Z7（13）、Z7（8），即只允许Z7（11）在同步电压正半波期间出脉冲；Z7（10）在同步电压负半波期间出脉冲。

Z9（11）及Z9（12）分别获得Z9（3）输出的延迟信号及即时信号，Z9（13）便得到与同步电压波形过零点相对应的窄脉冲，作为计数器Z10的置零脉冲。

Z10是二进制串行异步计数器4020，当其R端为0时，在Z10（10）的时钟脉冲的下降沿计数：

图10移相触发电路的脉冲形成电路

当R端为1时，Z10（14）为0。

时钟脉冲由Z7（4）提供。

由压控振

荡作为Z10的时钟脉（CP），Z5（4）的脉冲列能否送到Z10（14）的状态来决定，只有当Z10（14）为低电平时，才能把Z5（4）脉冲的0相或非，即Z7（4）送一CP脉冲给Z10（10）而当Z10（14）为高电平时Z7（4）无输出。

当Z10（14）为低电平时Z10（10）获得29（=512）个脉冲的下降沿时，Z10（14）为高电平而停止计数，Z7（11）由1变为0，经R5、C13微分，Z4（6）获得负向脉冲，Z4（5）便输出一正脉冲驱动功放管作为+A相晶闸管的触发脉冲。

在同步电压负半波期间，Z7（10）为低电平时，Z4（9）输出一正脉冲作为－A相晶闸管的触发脉冲。

Z4的输出脉冲宽度由单时基电路Z2所决定，Z4（2、6）由六路脉冲经电容C5作用后驱动，Z2（3）输出脉冲列作为Z4的置零脉冲，故Z4（5、9）输出调制脉冲。

图11电路的各点波形

由图11波形可知，当Z10（10）的CP脉冲个数到达第512个的下降沿时，Z10（14）为1，此刻便产生移相脉冲。

改变CP脉冲的频率，则到达第512个CP脉冲下降沿的时刻也随之变化，也就是改变控制角α的大小，这就是移相。

Z2是555时基集成芯片，从VD9～VD11送出6个脉冲，经R7、C5充放电接到Z2的高频端（6）及低触端

（2），当C5充电到2/3VCC（VCC——Z2的工作电源电压）时，Z2（3）为0；当C5放电到1/3VCC时，Z2（3）为1，即Z2（3）输出为6倍于Z4（5、6）频率为窄矩形脉冲，送入Z4的复位端R（4、10），当Z4（4、10）为0时，Z4（5、9）为0；当Z4（4、10）为1，Z4（6、8）为低电平时，Z4（5、9）为1，则Z4（5、9）输出调制波，内含六只调制脉冲。