Linear LTC3415 7A多相位同步减压调制器Word文件下载.docx
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PLLLPF，GOOD电压：
–0.3VtoVIN
CLKIN，PHMODE，MODE电压：
CLKOUT电压：
–0.3Vto2V
ITH，ITHM，VFB，TRACK电压：
MGN，BSEL，RUN电压：
SW电压（直流）：
–0.3Vto（VIN+0.3V）
SW沟槽和源极峰值电流：
15A
工作环境温度范围（注2）：
–40°
Cto85°
C
结温（注5）：
125°
储存温度：
–65°
Cto125°
引脚配置
订单信息
无铅表面处理
胶带和卷轴
部件标记
封装说明
温度范围
LTC3415EUHF#PBF
LTC3415EUHF#TRPBF
3415
38引脚（5mmx7mm）QFN封装
对于具有宽工作温度范围的零件，请咨询LTCMarketing。
有关非标准铅基部件的信息，请咨询LTC营销部门。
电气特性
●表示在整个工作温度范围内适用的规格，否则规格为TA=25°
C，VIN=3.3V，除非另有规定。
信号
参数
条件
最小值
均值
最大值
单位
SVIN
信号输入电压范围
2.375
5.5
V
VFB
调节反馈电压
（注3）
•
0.590
0.596
0.602
ΔVFB
参考电压线调节
VIN=2.5Vto5.5V（注3）
0.15
0.3
%/V
VLOADREG
输出电压负载调节
伺服环中测量，VITH=0.3V
伺服环中测量，VITH=0.9V
0.1
-0.05
0.2
-0.2
%
ΔVPGOOD
电源良好范围
7
10
13
RPGOOD
电源良好下拉电阻
1mA电流加载，VITH=0.3V
25
40
Ω
IQ
输入直流偏置电流
工作电流
睡眠电流
关机
（注4）
VFB=0.57V,MODE=0V
VFB=0.63V,MODE=VIN
VRUN=0V
1350
450
5
μA
fOSC
开关频率
1.3
1.5
1.7
MHz
fSYNC
SYNC信号捕获范围
0.75
2.25
RPFET
P沟道FET漏源电阻
ISW=100mA
32
mΩ
RNFET
N沟道FET漏源电阻
ILIMIT
峰值电流限制
VITH=1V（注6）
11
15
A
VUVLO
欠压锁定阈值
SVIN上升沿
SVIN下降沿
2.05
1.85
2.2
2.0
2.35
2.15
ILSW
SW漏电流
VRUN=0V,VIN=5.5V
SSDelay
内部软启动延迟
140
μs
gm
误差放大器跨导
2
mmho
RUN
运行输入阈值
RUN上升沿
RUN下降沿
1.4
1.2
1.6
PGOODDelay
PGOOD下降沿延迟
35
%MARGINING
输出电压裕度百分比
MGNHI,BSELLOW
MGNHI,BSELHI
MGNHI,BSEL=SVIN/2
MGNLOW,BSELLOW
MGNLOW,BSELHI
MGNLOW,BSEL=SVIN/2
3
8
-3
-8
-13
-5
-10
-15
12
17
-7
-12
-17
TRACK
跟踪阈值（上升沿）
跟踪阈值（下降沿）
跟踪禁用阈值
RUN=VIN
RUN=0V
0.57
0.18
VIN-0.5
VFBSlavemode
VFB跟从模式阈值
ITHInternal
切换内部补偿的阈值
OV
输出过压阈值
VFB上升沿
UV
输出欠压门限
VFB下降沿
VHYST
OV/UV滞后
VFB回到正常规律
1
注1：
超过上述绝对最大额定值以外的应力可能会对器件造成永久性损坏。
长时间暴露于任何绝对最大额定值条件可能会影响器件的可靠性和寿命。
注2：
LTC3415E保证满足从0°
C至85°
C的性能规格。
在-40°
C工作温度范围内的规格通过设计，特性和与统计过程控制的相关性得到保证。
注3：
在反馈环路中测试LTC3415，调节VFB以实现指定的误差放大器输出电压（ITH）。
注4：
由于在开关频率下提供内部栅极电荷，动态电源电流较高。
注5：
TJ由环境温度TA和功耗计算如下：
LTC3415：
TJ=TA+PD（34°
C/W）。
注6：
当强制VITH=1V时，用内部伺服环路测量电流极限。
注7：
该IC包括过热保护，用于在瞬时过载条件下保护器件。
过温保护激活时，结温超过125°
C。
在规定的最大工作结温以上的连续工作可能会损害器件的可靠性。
典型性能特性
功能图
PIN脚功能
SGND（Pin2）:
地信号。
所有模拟和低功率电路的接地路径。
单一连接到系统板上的PGND。
PLLLPF（Pin3）:
锁相环路低通滤波器。
PLL的低通滤波器连接到该引脚。
在扩频模式下，将电容器放置在SGND可控制从一个频率到下一个频率的转换速率。
或者，浮动此引脚允许正常运行频率在1.5MHz，将此引脚连接到SVIN迫使器件运行在其正常频率（2MHz）的1.33倍，将其绑在地面上迫使频率运行在其正常频率的0.67倍（1MHz）。
PVIN（Pins4,5,27,28,35,36）:
电源VIN。
片上功率MOSFET的输入电压。
必须紧密地耦合到PGND上。
SW（Pins6,7,8,9,23,24,25,26）:
将节点连接切换到电感器。
此引脚从PVIN摆动到PGND。
MODE（Pin10）:
模式选择输入。
将此引脚连接为高电平可启用突发模式操作。
将此引脚连接为低电平可以强制连续操作。
将其绑定到VIN/2可启用脉冲跳跃操作。
CLKIN（Pin11）:
外部同步输入到相位检测器。
该引脚通过50k电阻内部端接至SGND。
锁相环将迫使内部顶部功率PMOS导通，使其与CLKIN信号的上升沿同步。
将此引脚连接到SVIN以使能扩展频谱调制。
在外部同步期间，确保PLLLPF引脚未连接到VIN或GND。
PHMODE（Pin12）:
相位选择器输入。
此引脚确定内部振荡器和CLKOUT之间的相位关系。
将其置为高电平用于两相操作，将其置为低电平用于三相操作，并将其连接到VIN/2用于四相操作。
PGND（Pins13-19）:
电源地。
内部N沟道功率MOSFET的返回路径。
将此引脚与CIN和COUT的（-）端子连接。
MGN（Pin20）:
裕引脚。
将此引脚连接到0.5V和SVIN-0.5V之间的电压将禁用边界功能，并允许正常工作。
将其锁定为高使能正裕量（5，10，或15％）。
将其锁定为低使能负裕量（-5，-10或-15％）。
BSEL（Pin21）:
裕量位选择引脚。
绑定BSEL低电平选择±
5％，将其绑定为高电平选择±
10％。
将其连接到VIN/2选择±
15％。
PGOOD（Pin22）:
输出功率GOOD具有漏极开路逻辑。
当VFB引脚上的电压不在其设置点的±
10％以内时，PGOOD被拉至地。
在裕量调节期间和从模式操作期间（VFB连接到VIN）禁用。
VFB（Pin29）:
输入到误差放大器，将反馈电压与内部0.6V参考电压进行比较。
该引脚通常从输出电压连接到电阻分压器。
在PolyPhase操作中，将VFB连接到SVIN将禁用其自身的内部误差放大器，并将主机的ITH电压连接到其电流比较器。
TRACK（Pin30）:
轨道输入引脚。
这允许用户控制输出的上升时间。
在此引脚上施加低于0.57V的电压会将参考输入旁路到误差放大器，并将VFB引脚连接到TRACK电压。
高于0.57V时，跟踪功能停止，内部基准再次控制误差放大器。
在关断期间，如果TRACK未连接到SVIN，则即使RUN已经为低，TRACK的电压也需要低于0.18V，在芯片关闭之前。
不要浮动此引脚。
ITH（Pin32）:
误差放大器输出和开关稳压器补偿点。
电流比较器的阈值随着该控制电压而增加。
此引脚的正常电压范围为0V至1.5V。
它也是内部ITH差分放大器的正输入。
将ITH连接到SVIN使能内部补偿。
ITHM（Pin33）:
内部ITH差分放大器的负输入。
将此引脚连接到SGND以进行单相操作。
对于PolyPhase，将主机的ITHM连接到SGND，同时将所有ITHM引脚连接在一起。
SVIN（Pin34）:
信号输入电压。
通过1Ω和0.1μF低通滤波器将此引脚连接到PVIN。
RUN（Pin37）:
运行控制输入。
将此引脚高于1.5V时，器件将打开。
CLKOUT（Pin38）:
多相操作的输出时钟信号。
CLKOUT的相位由PHMODE引脚的状态决定。
ExposedPad（Pin39）:
必须连接到PCB上的电气接地。
操作
主控制环:
LTC3415是一种恒定频率，电流模式，单片降压稳压器。
在正常操作中，内部顶部P沟道功率MOSFET在振荡器设置RS锁存时在每个周期导通，在电流比较器ICOMP复位RS锁存时关断。
ICOMP复位RS锁存器时的峰值电感电流由ITH引脚上的电压控制，ITH引脚是误差放大器EA的输出。
FB引脚允许EA从外部电阻分压器接收输出反馈电压。
当负载电流增加时，相对于0.596V基准，反馈电压略微降低，这又导致ITH电压增加，直到平均电感器电流匹配新的负载电流。
当顶部P沟道功率MOSFET关闭时，底部N沟道功率MOSFET导通，直到电感电流开始反转，如电流反转比较器IRCMP所示，或下一个周期的开始。
通过将RUN引脚拉至低于1.5V（VTRACK=SVIN或VTRACK<
0.18V）来关闭主控制环路。
连接RUN高于1.5V允许操作开始。
为了控制输出的上升时间，可以对TRACK引脚施加电压斜坡。
FB电压将伺服到TRACK电压，直到TRACK超过0.57V，这是PGOOD为高电平并且输出处于正常调节。
如果不使用TRACK（接高电平），则内部100μs软启动将使输出斜坡上升。
突发模式操作：
LTC3415能够进行突发模式操作，其中功率MOSFET根据负载需求间歇工作，从而节省静态电流。
对于在非常轻的负载下最大化效率的应用是高优先级，应当应用突发模式操作。
要启用突发模式操作，只需将MODE引脚连接到VIN。
在该操作期间，即使ITH引脚处的电压表示较低的值，电感器的峰值电流也被设置为正常操作中的最大峰值电流值的大约20％。
当电感器的平均电流大于负载要求时，ITH引脚的电压下降。
当ITH电压降至0.2V以下时，BURST比较器跳闸，导致内部睡眠线变为高电平，并关闭两个功率MOSFET。
在睡眠模式下，内部电路部分关闭，将静态电流降至约450μA。
负载电流现在由输出电容提供。
当输出电压下降，导致ITH上升到0.25V以上时，内部睡眠线变为低电平，LTC3415恢复正常工作。
下一个振荡器周期将打开顶部功率MOSFET，开关周期重复。
脉冲跳跃模式操作：
在需要固定频率工作，低输出纹波和高效率中间电流的应用中，应使用脉冲跳跃模式。
脉冲削减操作允许LTC3415在低输出负载时跳过周期，从而通过减少开关电流来提高效率。
将MODE引脚连接到VIN/2可启用脉冲跳跃操作。
这允许不连续导通模式（DCM）操作下降到接近由芯片的最小导通时间（约100ns）限定的极限。
低于此输出电流电平，转换器将开始跳过周期，以保持输出调节。
0将输出负载电流略微增加，高于不连续导通模式所需的最小值，允许恒定频率PWM。
强制连续操作：
在固定频率操作比低电流效率更关键的应用中，以及需要最低输出纹波的应用中，应使用强制连续操作。
可以通过将MODE引脚连接到GND来使能强制连续操作。
在这种模式下，允许电感电流在低输出负载期间反向，ITH电压控制整个电流比较器阈值，顶部MOSFET在每个振荡器脉冲时始终导通。
在启动期间，禁止强制连续模式，并防止电感电流反转，直到LTC3415的输出电压调节。
短路保护：
当输出短接到地时，LTC3415将下降周期，以允许电感器时间衰减并防止电流流失。
在这种故障条件下，顶部P沟道功率MOSFET在最短导通时间内导通，并且在电感电流衰减到安全电平所需的时间内保持关断。
输出过压：
如果LTC3415的输出电压超过调节点10％，表示为0.66V或更高的VFB电压，则LTC3415将尝试通过关闭顶部P沟道功率MOSFET并打开底部N沟道功率MOSFET，只要降低VOUT所需。
然而，如果从VOUT通过底部N沟道功率MOSFET流到PGND的反向电流大于7A，则INEGLIM比较器跳闸并关闭底部N沟道功率MOSFET，以防止其被损坏。
当LTC3415尝试启动预充电负载时，可能会发生这种情况，这可能会在LTC3415的内部基准电源上电期间触发过压比较器。
因此，底部开关导通，直到反向电流跳过INEGLIM比较器阈值。
多相操作：
对于需要超过7A电流的输出负载，多个LTC3415可以级联运行异相以提供更多的输出电流，而不增加输入和输出电压纹波。
CLKIN引脚允许LTC3415与外部时钟同步（在0.75MHz和2.25MHz之间），内部锁相环允许LTC3415锁定CLKIN的相位。
CLKOUT信号可以连接到以下LTC3415级的CLKIN引脚，以排列整个系统的频率和相位。
将PHMODE引脚连接到SVIN，SGND或SVIN/2会分别产生180度，120度或90度的相位差（CLKIN和CLKOUT之间），这对应于2相，3相或4相操作。
通过将每个LTC3415的PHMODE引脚编程到不同的电平，可以将总共12个相位级联以相对于彼此异相地运行。
例如，与主机相位相差180度的从级可以产生离开用于下一级的主机300度（PHMODE=0）的CLKOUT信号，然后可以生成420的CLKOUT信号，或者60度（PHMODE=SVIN/2）远离主站进行后续阶段。
有关2相，3相，4相，6相和12相操作的配置，请参见图2。
多相电源可显着降低输入和输出电容器中的纹波电流量。
RMS输入纹波电流除以有效纹波频率乘以所使用的相数（假设输入电压大于使用的相数乘以输出电压）。
输出纹波幅度也减少了所使用的相数。
图3用图形说明了原理。
单级设计的最差情况RMS纹波电流在输出电压为输出电压的两倍时达到峰值。
两级设计的最差情况RMS纹波电流导致输入电压的1/4和3/4的峰值输出。
当计算RMS电流时，只要每个级中的电流平衡，就会产生较高的有效占空因数，并且峰值电流电平被划分。
有关如何计算单级开关稳压器的RMS电流的详细说明，请参见应用笔记19。
图4和图5示出了通过使用附加相位如何减小输入和输出电流。
对于2相转换器，输入电流峰值下降一半，频率加倍。
因此，输入电容的要求理论上减少了四倍！
只是想象电容器节省更多数量的阶段的可能性！
输出电流共享：
当多个LTC3415级联以驱动公共负载时，精确的输出电流共享对于实现最佳性能和效率至关重要。
否则，如果一个级传送比另一个级更多的电流，则两个级之间的温度将不同，并且这可以转化为更高的开关RDS（ON），更低的效率和更高的RMS波纹。
每个LTC3415都经过修整，使得当多个LTC3415的ITH引脚连接在一起时，每个LTC3415的输出电流量几乎相同。
由物理距离和地噪声引起的LTC3415级中的不同地电位可能导致每个级看到的绝对ITH值的偏移。
为了确保接地电平不会影响ITH值，LTC3415使用差分驱动器，该差分驱动器不仅将ITH引脚作为输入，还将ITHM引脚作为输入。
所有LTC3415级的ITHM引脚应连接在一起，然后只在一个点连接到SGND。
锁相环操作：
为了与外部信号同步，LTC3415具有由内部压控振荡器和相位检测器组成的内部锁相环。
这允许顶部P沟道功率MOSFET导通锁定到外部源的上升沿。
压控振荡器的频率范围为中心频率的+50％。
使PLLLPF引脚悬空对应于大约1.5MHz的自由运行频率。
将PLLLPF直接连接到SVIN对应于中心频率（2MHz）的1.33x，而将PLLLPF接地对应于中心频率（1MHz）的0.67x。
使用的相位检测器是边缘敏感数字类型，其在外部和内部振荡器之间提供零度相移。
相位检测器的输出是一对互补的电流源，对PLLLPF引脚上的外部滤波器网络进行充电或放电。
参见图6。
如果外部频率CLKIN大于振荡器频率fOSC，则电流会持续产生，从而拉高PLLLPF引脚。
当外部频率小于fOSC时，电流持续下降，拉低PLLLPF引脚。
如果外部和内部频率相同但表现出相位差，则电流源打开对应于相位差的时间量。
因此，PLLLPF引脚上的电压被调整，直到外部和内部振荡器的相位和频率相同。
CLKIN引脚必须由低阻抗源驱动，例如位于引脚附近的逻辑门。
环路滤波器组件（CLP，RLP）平滑来自相位检测器的电流脉冲，并为压控振荡器提供稳定的输入。
滤波器组件确定环路获取锁定的速度。
通常RLP=10k和CLP为100pf至1000pf。
CLKOUT引脚提供一个信号来同步LTC3415的后续级。
其幅度为0V至2V，并且其相对于内部振荡器（或CLKIN）的相位由PHMODE引脚控制。
内部/外部ITH补偿：
在单相操作期间，用户可以通过将ITH引脚连接到SVIN来使能内部补偿，从而简化回路补偿。
这将一个内部50k电阻与50pF帽串联连接到误差放大器的输出（内部ITH补偿点）。
这是简单的折衷而不是OPTI-LOOP优化，其中ITH组件是外部的，并且被选择以利用最小输出电容来优化环路瞬态响应。
请参阅“应用程序信息”部分中的“检查瞬态响应”。
在多相操作中，每个LTC3415的所有ITH引脚连接在一起以实现精确的负载分配，不允许内部补偿。
外部补偿元件需要适当选择，以获得最佳的瞬态响应和稳定的操作。
主/从操作：
在多相单输出操作中，用户可以选择在多主机模式下运行，其中各级的所有VFB，ITH和输出引脚相互连接。
所有误差放大器都有效地并行工作，并且系统的总gm增加级数。
指示从每个级传送到负载的电流有多少的ITH值由外部ITH补偿组件进行平均和平滑。
然而，在某些应用中，从多个LTC3415产生的更高跨导可能使系统更难以补偿。
在这种情况下，用户可以选择替代操作模式。
第二操作模式是单主机操作，其中仅使用主级的误差放大器，而禁用其他级（从器件）的误差放大器。
从器件的误差放大器通过将其VFB引脚连接到SVIN来禁用，这也会禁用内部过压比较器和电源就绪指示器。
主机的误差放大器通过其VFB引脚检测输出，并驱动所有级的ITH引脚。
为了解决各级之间的接地电压差，用户应将所有ITHM引脚连接在一起，然后将其连接到主机的信号地。
结果，不仅更易于进行环路补偿，这种单主机操作还应当提供级之间更精确的电流共享，因为它防止每级的误差放大器的输出（ITH）与另一级的误差放大器的输出（ITH）干扰。
扩频操作：
在涉及电磁干扰（EMI）的情况下，开关调节器会特别麻烦。
开关稳压器逐周期工作以将功率传输到输出。
在大多数情况下，操作频率是固定的或者是基于输出负载的常数。
这种转换方法在工作频率（基波）和工作频率（谐波）的倍数处产生大的噪声分量。
为了降低这种噪声，LTC3415可以通过将CLKIN引脚连接到SVIN在扩频操作中运行。
在扩频操作中，LTC3415的内部振荡器设计为产生一个时钟脉冲，其周期是逐周期随机的，但固定在标称频率的70％和130％之间。
这具有在一个频率范围上扩展开关噪声的益处，因此显着地降低了峰值噪声。
图7和图8显示了LTC3415的扩展频谱特性如何显着降低峰值谐波噪声与自由运行恒定频率运行。
如果CLKIN接地或者由外部频率同步信号驱动，扩展频谱操作将被禁用。
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