第六章-定向耦合器Word格式文档下载.doc

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对于图（6.1-1a）所示的正向定向耦合器有（用分贝表示）

（6.1-5）

由于定向耦合器的耦合功率总是小于输入功率，因此耦合系数的分贝数总是负值，但在习惯上，人们总是不提及负号，这是在设计定向耦合器时要注意的。

2．定向性系数

在理想情况下，定向耦合器的隔离口是没有输出的，但是实际上由于设计或制造等原因，隔离口是有一定的输出的，这当然是我们在设计定向耦合器时应尽量减小的。

为了表示耦合通道的定向传输性能，通常将耦合口和隔离口输出功率之比的分贝数，定义为定向性系数，对于图（6.1-1a）所示的正向定向耦合器有

（6.1-6）

从定向性系数的定义可以看出，D越大，定向耦合器的反向传输功率越小，定向性越好。

在实际应用中，常对定向耦合器的工作频带内提出一个最低定向性要求，称为最小定向性系数Dmin。

3．隔离度

隔离度的定义为隔离口的反向耦合输出功率与输入口的输入功率之比。

对于图（6.1-1a）的正向定向耦合器，有

（6.1-7）

可以看出，隔离度与定向性以及耦合度的关系是

由于定向性和隔离度同属描述定向耦合器的定向性能的技术指标，故通常在设计定向耦合器时，采用定向性系数，而较少采用隔离度。

由于实现定向耦合器的微波传输线的不同，定向耦合器的设计和分析方法是完全不同的，对于不同结构的定向耦合器的具体分析和设计，将在后续章节中进行讲述。

。

6.2平行耦合线定向耦合器

图（6.2-1）示出一个单节1/4波长平行耦合线定向耦合器，它是由一等宽的平行耦合线节构成，线长在中心频率上是1/4波长，线的各端口都接以匹配负载。

若信号从端口1输入，则电磁波除在1~4的主传输线上传输外，还有一部分电磁能量耦合到2~3的副传输线上。

这种耦合是通过电场和磁场进行的，电场耦合在副传输线上产生对称电场，磁场耦合在副传输线上产生反对称电场，因此，在副传输线的端口2处两种耦合产生的电场相互加强，而在端口3处两种耦合产生的电场相互抵消，在理想情况下，端口2有耦合输出，端口3无输出，故这种定向耦合器是反向定向耦合器。

用几节这样的1/4波长平行耦合线相级联，就构成多节1/4平行耦合线定向耦合器，其性能可以更好，带宽可以更宽。

图6.2-1平行耦合线定向耦合器

6.2.1单节平行耦合线定向耦合器的分析

平行耦合线定向耦合器的分析方法通常采用“偶模奇模法”。

如图（6.2-2）所示。

在只有端口1激励的情况下，可分解为两种对称分量来激励，一种是在端口1和2上用两个大小相等，相位相同的对称电压来激励，称为偶模激励；

另一种是在端口1和2上用大小相等相位相反的反对称电压来激励，成为奇模激励，如图（6.2-2b）和（6.2-2c）所示。

图（a）示出一个对称平行耦合线节，它的中心平面OO‘是个几何对称面，它们的各端口都接以匹配负载Z0。

当端口1用2伏的电压入射波来激励时，其它各端口都匹配，故其他端口没有入射波，只有反射波b1，b2，b3，b4。

图（b）示出在端口1和2都用1伏的电压入射波来激励，即偶模激励，这时对称面OO’是个磁壁，没有电力线穿过它，因此耦合电容相当于开路，故可把它分为两根单传输线来计算。

此单传输线的特性阻抗就是偶模阻抗Z0e，它的电压入射波是=1伏，电压反射波是，电压传输波是。

图（c）示出端口1用1伏的电压入射波来激励，端口2用伏来激励，即奇模激励，这时对称面OO‘是个电壁，它的电位为零，相当于对地短路，也可以把它分成两根单传输线来计算。

此单传输线的特性阻抗就是奇模阻抗Z0o，它的电压入射波是1伏，电压反射波是。

显然图（b）和（c）迭加后就是图（a）的情况，因此有

图6.2-2平行耦合线节的偶模和奇模激励

（6.2-1）

要计算图（6.2-2b）中的和，必须首先写出偶模单根传输线的[A]矩阵为

然后再由此[A]矩阵的参数求得

（6.2-2）

要计算图（c）的奇模单根传输线的和，只须把上式中的换成，即得

（6.2-3）

因此，图（6.2-2a）电路的散射参数是

（6.2-4）

如要此定向耦合器为完全匹配和完全隔离，必须有

由此得

解之得

（6.2-5）

这就是平行耦合线定向耦合器的完全匹配和完全隔离的条件，在此条件下，（6.2-4）中各s参数可简化为

（6.2-6）

在中心频率上，此时电压耦合系数是

（6.2-7）

或

（6.2-8）

而分贝耦合是

（6.2-9）

在设计平行耦合线定向耦合器时，只要给定中心频率上的分贝耦合或电压耦合系数，即可通过上面一系列公式计算出平行耦合线的奇模和偶模阻抗，从而再根据具体的传输线得出相应的微波结构。

将式（6.2-7）代入式（6.2-6）中可得

（6.2-10）

由此可见，和的相位相差900，故平行耦合线定向耦合器是个全波段900定向耦合器。

在中心频率上，，，故端口2的耦合波与输入波同相，端口4的输出波滞后输入波900。

该定向耦合器的分贝耦合是

（6.2-11）

此式表明了这种定向耦合器的分贝耦合与电长度的关系，在中心频率上，耦合最强，偏离中心频率越远，耦合越弱。

因此在设计时，要考虑到适当的余量。

将中心频率上的耦合设计在通带内最强的耦合上（即通带内分贝耦合的上限），这样可以获得最大的带宽。

对于弱耦合的定向耦合器，由于，于是（6.2-11）变为

（6.2-12）

[例6.2-1]设计一个耦合微带线定向耦合器,其中心频率为3GHz，耦合为10分贝。

端接负载为50欧姆.

1．由分贝耦合求耦合微带线的偶模和奇模阻抗，由式（6.2-9）得出

2.由奇模和偶模阻抗求得耦合微带线的结构尺寸，以及奇模和偶模有效介电常数或有效波长，这可通过查有关耦合微带线的设计手册中的曲线或由相关软件计算得出，取微带线介质基片的相对介电常数，基片厚度为1mm，则有

由于偶模和奇模有效波长不同，采用折衷的办法，选择耦合段的长度为

可以看出，耦合微带线的奇模和偶模有效波长是不同的，这就意味着在输出端偶模和奇模的相移是不同的。

由于这个问题的存在，将大大影响耦合微带线定向耦合器的定向性，因此必须在设计中采取适当的措施，如在耦合段加介质片覆盖，以减少偶模和奇模的相移差。

6.3支线定向耦合器

对称支线定向耦合器是由两根平行的主传输线、中间用许多分支线传输相耦合所构成的，分支线的长度及其间距都是中心频率的1/4波导波长，如图6.3-1所示。

这种定向耦合器通常都设计成对称形式，它的左右、上下都是对称的，它的各主支线的特性阻抗，既可各节相同，也可逐节改变；

它的各分支线特性阻抗是逐节而异的，这样，可使定向耦合器的性能调整到最佳。

图6.3-1中各主支线的导抗标以Ki，各分支线的导抗标以Hi，这些Ki和Hi，在并联结构中都是导纳，在串联结构中都是阻抗，故名曰导抗。

这种定向耦合器可以用矩形波导、同轴线、带状线或微带线来实现。

根据不同的传输线结构，分支线定向耦合器可采用串联或并联结构来实现，下面的讨论将以并联结构为主，而对于串联结构，可用对偶定理直接从并联结构的结论导出。

由于篇幅的限制，这里只讨论单节支线定向耦合器的设计，多节支线定向耦合器的设计，可参考有关设计手册。

图6.3-1支线定向耦合器

图6.3-2示出一单节支线定向耦合器。

当电磁波由端口1输入时，在端口3上由两个分支线耦合过来的波，同相相加；

而在端口2上的由两个分支线耦合过来的波，反向相消，故端口3和端口4有耦合输出，端口2没有输出。

因此这种定向耦合器是个同向定向耦合器，两个输出端口相位相差900。

图6.3-2单节支线定向耦合器

在图6.3-2的定向耦合器中，由于该结构以其中心平面为对称，故可以用偶模奇模法来分析，图6.3-3示出偶模和奇模激励时的等效电路。

在偶模激励时，对称面是个磁壁，各分支线在其中点开路，因而可取其一半来计算，在中心频率上，半截分支线的电长度是，它对主支线的输入导纳为，如图6.3-3a所示。

在奇模激励时，对称面是个电壁，各分支线在其中点短路，因而也可取其一半来计算，在中心频率上，半截短路分支线的电长度是，它对主支线的输入导纳为，如图6.3-3b所示。

对于偶模激励的等效电路，其[A]矩阵是

图6.3-3偶模和奇模激励的等效电路

由此求得偶模反射系数和传输系数是

（6.3-1）

对于奇模激励的等效电路，它与偶模电路结构相同，只是变换为，故将（6.3-1）式的变换为，即可得到奇模反射系数和传输系数的表达式是

（6.3-2）

由此，在端口1用1伏电压入射波的激励下，各端口的输出电压反射波是

（6.3-3）

（6.3-4）

（6.3-5）

（6.3-6）

欲使该定向耦合器为完全匹配和完全隔离，必须，因此得出

（6.3-7）

这就是单节支线定向耦合器在中心频率上的完全匹配和完全隔离的条件。

在此条件下，端口3和端口4的输出是

（6.3-8）

由此可见，端口3和端口4的输出相位相差900，端口4落后于端口3，是为900定向耦合器。

如果此定向耦合器是个3分贝定向耦合器，则必须有，于是得出

（6.3-9）

在50欧姆系统中，主支线的特性阻抗为欧姆，分支线的特性阻抗为50欧姆。

6.4混合电桥

混合电桥在微波平衡混频器、平衡放大器中常常用来完成平衡和不平衡输入和输出，通过不同的输入和输出口之间的相位关系来实现一些特定的功能。

混合电桥有各种不同的结构，分析方法也不相同，但都可以用一个功率等分，输出满足一定相位关系的四端口网络来表示。

下面我们先分析其一般的特性，然后对常用的波导魔T波导裂缝电桥和环行电桥分别进行介绍。

6.4.1混合电桥的基本概念

微波混合电桥是个四端口网络，它的特性是其中有两个端口互相隔离，另两个端口等功率输出，可以用作等功率分配器，如图（6.4-1）所示。

例如，当信号从端口1输入时，端口2没有输出（隔离），端口3和端口4等功率输出，两输出信号的相位差，可以是900，也可以是0O或180O。

图6.4-1四端口网络

这种混合电桥的主要电性能指标是：

（1）功率平衡度即两个输出端口的输出功率之比的分贝数。

理想的混合电桥的平衡度应当是零分贝（两者功率相等），但实际上应用中两者功率输出总是有些偏差，因此平衡度是个较小的分贝数，通常小于0.1~0.5分贝。

（2）隔离度定义为两个隔离端口间输入功率与输出功率之比的分贝数。

在理想情况下，隔离端没有输出，因而隔离度为无穷大。

但在实际应用中，隔离端口总是有一点输出的，故隔离度不是无穷大，而是一个较大的分贝数，例如为20分贝，30分贝或更大。

（3）输入电压驻波比即其它各端口接匹配负载时，从输入端测得的电压驻波比。

（4）工作频带或带宽即在满足一定技术指标下的带宽。

微波混合电桥的结构有各种各样，它们的原理和分析方法也不尽相同，但从网络理论来分析，可以得到它们的共同特性。

按照微波网络理论，一个互易、无耗、完全匹配的四端口网络，其散射矩阵是

（6.4-1）

以及

如果网络对图（6.4-1）的和两平面都是对称的，则

，，

于是该四端口网络是个定向耦合器，并且有

（6.4-2）

其中s12，s13，s14必定有一个为零。

设，并考虑到等功率输出时,于是上式变为

由此得出

令，，则有

这样的四端口网络就是理想的90O、3分贝混合电桥，其散射矩阵是

（6.4-3）

此式表明，在此四端口网络中，若信号从端口1输入，则端口2没有输出，端口3和端口4的输出大小相等，相位相差90O。

若信号从端口2输入，则端口1没有输出，端口3和端口4的输出大小相等，相位相差90O。

若信号从端口3输入，则端口4没有输出，端口1和端口2的输出大小相等，相位相差90O。

若信号从端口4输入，则端口3没有输出，端口1和端口2的输出大小相等，相位相差90O。

如果网络对图（6.4-1）的平面是对称的，对平面是反对称的，则有

于是式（6.4-1）变为

（6.4-4）

再由其么正性得出

（6.4-5）

要想上式成立，s13或s14必须为零。

要想等功率输出，两个不等于零的元素之值必须相等。

设，，则上式变为

解此得出，

因此该四端口网络的散射矩阵是

（6.4-6）

此式表明，在此四端口网络中，若信号从端口1输入，则端口3无输出，端口2和端口4的输出大小相等，相位相同，是为0O混合电桥。

若信号从端口2输入，则端口4无输出，端口1和端口3的输出大小相等，相位相同，也是0O混合电桥。

若信号从端口3输入，则端口1无输出，端口2和端口4的输出大小相等，相位相反，是为180O混合电桥。

若信号从端口4输入，则端口2无输出，端口1和端口3的输出大小相等，相位相反，也是180O混合电桥。

6.4.2魔T和折叠双T接头

图（6.4-2）示出矩形波导双T接头的结构，从结构来看，它是E—T接头和H—T接头的直通波导互相重合的结果。

因此它兼有 E—T接头和H—T接头的特性。

双T接头是个互易的和无耗的四端口网络，它以P平面对称。

当电磁波从端口1输入时，端口2和端口4对称输出，端口3隔离；

当电磁波从端口3输入时，端口2和端口4反对称输出，端口1隔离，因此它是个0O或180O混合电桥。

在理想情况下，它的散射矩阵是

（6.4-7）

图6.4-2波导双T接头

在实际情况下，由于接头不连续性的影响，各端口不能完全匹配，必须加入适当的调配元件，消除各端口不连续性的反射，以达到完全匹配。

这种匹配双T接头通常称为魔T接头，简称为魔T，可用作0O或180O混合接头。

图6.4-3波导折叠双T

把双T接头的两个平分臂（2和4）沿H面折叠起来，并加入适当的匹配元件，就构成H面折叠双T接头，如图（6.4-3a）所示；

把双T接头的两个平分臂沿E面折叠起来，并加入适当的匹配元件，就构成E面折叠双T，如图（6.4-3b）所示。

它们都可以作为0O或180O混合电桥。

图6.4-4示出了加匹配元件的魔T。

关于魔T和折叠双T的匹配设计涉及到复杂的电磁计算，可查阅相关的设计文献并通过电磁仿真设计来完成。

图6.4-4魔T及其匹配结构

6.4.3矩形波导裂缝电桥

在两根平行矩形波导的公共窄壁上，开一长裂缝进行耦合，即可构成900、3分贝电桥（或曰混合电桥），称为波导裂缝电桥，如图（6.4-5）所示。

图（a）的结构是个理想结构，为了改进其电性能，通常还在裂缝中插入容性调配螺钉，或对称放置两个感性调配螺钉；

同时为了限制高次模和减小反射，往往还将裂缝相对应的波导变窄，如图（b）所示。

下面分别说明这种电桥的工作原理和简单设计方法。

图6.4-5波导裂缝电桥

一工作原理

我们采用图（6.4-5a）的理想电路来说明波导裂缝电桥的工作原理。

当TE10模电磁波从端口1射入时，电磁能量的一部分传输到端口4输出，另一部分经裂缝耦合传输到端口3输出，而端口2没有输出，图（6.4-6a）表示出这种情况。

由于端口1输入的TE10模的电场E1，可分解为一个偶模波和奇模波，两者的振幅都是E1/2，如图（6.4-6b）所示。

因此我们可以认为，在裂缝电桥的端口1和端口2上采用了偶模和奇模两种激励，而合成电场仍然是端口1的电场为E1，端口2的电场为零。

对于偶模激励，小波导中传输的是TE10模，大波导（裂缝耦合区间的波导）中传输的也是TE10模（见图（6.4-6c）），但两者的截止波长不同，波导波长和相速也不同。

大波导中TE10模的波导波长是

（6.4-8）

相移常数是

图6.4-6波导裂缝电桥的工作原理

（6.4-9）

对于奇模激励，小波导传输的是TE10模，而大波导传输的是TE20-模（见图6.4-6c），它们的波导波长是

（6.4-10）

（6.4-11）

设裂缝耦合区的长度为，则经过耦合区后，TE10偶模波滞后的相位为，TE20奇模波滞后的相位为，两个波之间的相位差是

（6.4-12）

现在设参考面T1上偶模波和奇模波的相位都是零，则传输到参考面T2上，偶模波的相位为，奇模波的相位为，振幅大小不变。

于是端口4处的的偶模波电场是

奇模波电场是

合成波电场是

（6.4-13）

同样，端口3处的偶模波电场是

（6.4-14）

由式（6.4-13）和式（6.4-14）得出

（6.4-15）

由此可见,波导裂缝电桥的两个输出的相位相差900，振幅之比为。

对于3分贝电桥，可令，于是得出

（6.4-16）

综合以上讨论可知，当两根平行矩形波导的公共窄壁上裂缝的长度满足式（6.4-16）时，该结构就是一个900，3分贝电桥，称为波导裂缝电桥。

这种裂缝电桥的端口1输入时，端口2没有输出，端口3和端口4的输出大小相等，相位相差900，端口3落后于端口4。

它的散射矩阵是

（6.4-17）

二、尺寸设计

在实际应用中，图（6.4-5）的理想波导裂缝电桥的性能由于受高次模和不连续性的影响，其性能并不理想，为了抑制高次模的影响，裂缝耦合区的大波导要变窄一些；

为了消除隔板所带来的不连续性电抗的影响，还需要加上容性调谐螺钉或感性调配销钉。

下面就分别对它们的设计过程进行简单的介绍。

1．耦合区波导宽边的确定

因为在耦合区的大波导中只允许TE10和TE20模传输，不允许其它高次模出现，所以大波导宽边必须满足条件：

（6.4-18）

为了获得较宽的带宽，根据经验，一般取

（6.4-19）

如果考虑到波导公共窄壁的宽度t，则可适当予以修正，而取

（6.4-20）

2．隔板不连续性的修正

隔板不连续性的存在不但会产生反射，同时会影响波的相移，从而使裂缝电桥的性能变坏，因此需要用电感销钉或电容螺钉来进行调谐，以抵消隔板不连续性的影响。

这可以参考有关设计手册或通过电磁仿真来完成。

6.4.4环行电桥

环行电桥也是微波系统中常用的混合电桥之一，它常常用来作为3分贝功率分配器或在平衡混频器中作为00或1800混合电路，它可以由波导、同轴线、带状线和微带线构成，最常见的是采用微带结构的环行电桥，如图（6.4-7）所示。

通常环的特性阻抗为Zr，四个端口的特性阻抗为Z0，端口2到端口3之间的长度为中心频率上的3/4波导波长，端口2到1，1到4，4到3之间的长度为1/4波长。

当电磁波从端口1输入时，端口3没有输出，端口2和端口4同相输出；

当电磁波从端口2输入时，端口4没有输出，端口1和3反相输出。

图6.4-7环行电桥

环行电桥的特性可以用偶模和奇模法来进行分析。

在图（6.4-8a）中，中心平面OO’是个对称面，可以由此把环行电桥分成两半。

对于偶模激励，对称面OO’是个磁壁，电桥该处相当于开路，于是可以把电桥分成完全相同的两半，取其中一半来分析。

对于奇模激励OO’平面是个电壁，电桥该处相当于短路，于是也可以把电桥分成相同的两半（激励相反），取其中的一半来分析。

图（6.4-8b）是偶模激励时，取其中一半的等效电路，在中心频率上，其[A]矩阵为

由此求得偶模反射系数和传输系数为

（6.4-21）

图6.4-8环行电桥的偶模和奇模等效电路

（6.4-22）

图（6.4-8c）是奇模激励，取一半的等效电路，在中心频率上其[A]矩阵是

由此求得奇模反射系数和传输系数为

（6.4-23）

（6.4-24）

于是在图（6.4-8a）的环行电桥中，当各端口接上匹配负载Z0，并在端口1以1伏入射波电压激励时，各端口上的输出电压是

（6.4-25）

若要此环行电桥在中心频率上完全匹配，则须，于是有

（6.4-26）

这时式（6.4-25）化为

（6.4-27）

由此可见，这个环行电桥在中心频率上是完全匹配和完全隔离的，两个输出端2和4的输出，大小相等，相位相同，是个00混合电路。

在实际应用中，由于接头不连续性的影响，必须进行修正，才能保证良好的性能。

此外，这种环行电桥的工作频带不是太宽的，偏离中心频率后，两个输出的平衡度和相位差都要发生变化，隔离度也要变坏。

在微带型环行电桥中，为加宽频带，常把3/4波长段用个短路式平行耦合线节来取代，通过良好设计，可达到一个倍频程带宽。

关于展宽环行电桥带宽的方法可查阅相关文献。

6.5三端口功率分配器

在微波电路中，为了将微波功率按一定比例分成两路或多路，必须使用功率分配器。

象魔T，裂缝电桥，环行电桥以及各种定向耦合器等都可以作为功率分配器使用，但是，它们的结构复杂，造价高，所以在单纯要求完成功率分配任务的情况下，通常采用T形或变形的T形接头。

下面就介绍一种微带型同相功率分配器的