150W通信开关电源设计Word文档下载推荐.docx

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目前流行的200W以上的高效率电源方案主要有PFC加LLC方案和PFC加双管正激方案。

在对于输出250W以下的一体机电脑电源来说，简单高效是其主要的需求。

像AIO130W的需求，采用单管反激的直流变换级达不到效率要求，而效率高的LLC设计又复杂，且量产时要求的一致性和可靠度也增加了设计难度。

而双管准谐振反激变换器综合了单管反激和LLC谐振变换器的优点，具有简单可靠，高效，易于生产的特点，且性价比高，能很好地满足了AIO电源的要求[2]。

由于单管反激在小功率的广泛应用，对其的相关研究也异常丰富，涉及到很多方面的技术，研究都已很透彻。

对于LLC的方案，由于目前对于能效的要求越来越高，相关的研究也有不少，各个半导体公司也推出了相应的LLC控制芯片，目前在应用上也得到普及。

而对于双管反激的方案研究和应用，目前业界研究较少，应用此技术到电源产品上也较少。

对于基于双管反激架构上实现准谐振技术的研究就更少了，市场上的相关电源产品也是难见其踪影。

本论文将会较详细的论述双管准谐振反激架构技术，使这一简单高效的技术得以让更多人认识与使用。

1.2研究意义

现在通信设备的供电系统也发生了根本性的变化。

目前常用的直流稳压电源主要有线性电源和开关电源，而开关电源具有体积小，重量轻，用铜用铁量小，能耗小，及对整机多项指标有很好的影响等优点，因此被广泛应用于邮电通信，交通设施，仪表仪器，家用电器，工业用电，军事装备等领域，正向高变换效率，高功率密度，高可靠性，无污染的方向发展。

寻求高性能开关电源是电力电子技术领域的重要研究课题[3]。

由于反激型DC/DC变换器有高可靠性，电路拓扑简单，成本低廉,输入输出电气隔离，升降范围宽，能高效提供直流输出，易于多路输出等特点。

因此，在要求有多路输出直流电压是特别常用，且是中小功率开关电源理想的电路拓扑。

通常输出功率在250W以下，电压和负载调整率要求在5%~10%左右。

反激式变换器电路有体积小，重量轻，线路简单，可靠性能搞的优点，因此它广泛用于各种辅助电源和小功率电源上。

而反激变换电路由于电路拓扑简单,输入输出有电气隔离,升/降压范围广,具有输出多路负载自动均衡等优点,因此被广泛用于多路输出机内电源之中。

但在反激变换器中,反激变换器的隔离变压器起着电感和变压器的两重作用，因而变压器的磁芯处于直流偏磁状态，为防止磁饱和，要加入气隙,且需要较大气隙来防止磁芯饱和，因此漏感比较大，电感值较低[4]。

当功率管关断时,会产生很大的关断电压尖峰,有可能损坏功率管;

导通时,电感电流变化率大。

因此在很多情况下,必需在功率管两端加吸收电路,开关管的电压应力大。

另外,反激变换器的变压器漏感一般比较大,导致主开关上产生很高的电压尖峰,使电压应力进一步增加。

因此由于单管反激变换器主开关电压应力大，在输人电压较高的场合使用起来比较困难，对于本文的265~355V的直流电压输入是不适合的。

与单管反激变换器相比较，双管反激变换器具有更好的效率表现和更大的功率适用范围。

不需要能量反馈绕组，使成本降低，可靠性能提高。

并且储存在原边绕组的漏感能量经续流二极管D1，D2反馈回电网侧去，有效的抑制可漏感引起的关断电压尖峰，使系统的能量损失减小，效率提高，并使得功率开关管D1，D2承受的电压应力仅为输入电压

。

双管反激变换器具有原理简单，容易设计，高可靠性，易于生产，极低的待机损耗和较好的动态响应，不需要额外吸收电路等优势[5]。

通过双管反激变换器的深入研究，意在做出高功率密度，高变换效率和高可靠性能的通信开关电源，并为拓宽反激式变换器的应用提供技术基础。

双管反激变换器对于性价比要求较高的一体机电源盒高适配器电源来说是和适合的。

且由于两个功率开关管同时开通或同时关断，每个功率管只承受一半的关断电压，因此适合于本文要求的输入电压在265~355V的场合下。

在负载减小时，如果在“开通”周期，储存在变压器的原边绕组显得过多的能量，那么在反激时，能量将反馈到

中。

双管反激变换电路,在功率管关断时,变压器漏感电流流过续流二极管反馈给电源而嵌位,所以功率管的电压应力和输人电压相等，可见在高压输人场合双管反激电路有其特有的优点。

以下将对这种电路进行分析。

通过在对这种电源控制技术方面的研究，旨在提高系统的稳态和动态性能，增加系统的可靠性。

1.3双管反激变换器的国内外发展概述

1955年美国罗耶（GH.Roger）发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器,是实现高频转换控制电路的开端,接着1957年美国查赛（Jen.Sen）发明了自激式推挽双变压器。

在20世纪70年代研制出的脉宽调制器集成电路，对开关电源中的控制电路实现了集成化。

20世纪80年代单片开关稳压器问世。

随着各种类型单片开关电源集成电路的问世,非隔离变换器得以实现，如升压变换器，降压变换器等，并在升降压变换器的基础上形成了反激变换器。

为了克服传统单管反激开关管应力大的缺点，提出了一种新型的有源箝位双管反激电路拓扑，实现了主开关及辅开关管都零电压开通（zvs），实现了次级二极管零电流关断（zcs）。

同时针对传统反激电路的一些不足，将交错并联技术用于双管反激电路中，形成了交错并联双管反激变换器。

而为了克服传统双管反激变换器占空比不能大于50％的缺点，同时又保持主开关管低电压应力的优点，提出了两种宽范围双管反激变换器。

在解决航天器DC/DC变换器高压输入多路输出情况下，开关管电压应力以及多路输出稳定度问题时，设计了一种基于UC1845的多路输出双管反激开关电源。

开关电源已经成为各种电子设备不可或缺的组成部分，其性能优劣直接关系到电子设备能否安全可靠的工作，目前开关电源产品已有实现了绿色化，小型化，数字化和集成化的发展。

如今国外都在致力于开发新型高频元件，如改善二次整流的损耗，变压器及电容的小型化，并同时采用表面安装技术在印制电路版两面布置元件以确保开关电源的轻，小，薄。

因为高频化的要求使得传统的PWM开关功率加大，效率降低，噪声也增大了，因此，实现零电压导通，零电流关断的软开关技术成为开关电源的主流。

采用软开关技术可以使效率达到88%~92%。

而在设计方面，开关电源使用较少的器件，提高了集成度，这样既解决了电路复杂，可靠性差的问题，也增加了保护等功能，简化了电路，提高了平均无故障时间。

而开关电源追求电源高频化，便会增大噪声。

当采用部分谐振技术，在原理上来说既可以实现高频化,降低噪声，但此技术难以准确的控制开关频率。

通过谐振增大了元件负荷，场效应管的寄生电容易引起短路损耗，导致元件热应力难以转向开关管等现象。

现在应用微处理器或计算机集成控制盒管理电源系统，可以及时反映开关电源环境的各种变化。

用中央处理单元实现智能控制，可自动诊断故障，减小维护工作量，确保开关电源的正常运行。

1.4本文主要的研究内容

本文重点研究了双管反激式变换器的稳态原理，参数设计准方法。

还研究了变换器的设计与波形比较。

其主要内容分为以下五章：

第一章简单介绍了双管反激变换器的发展历程，和发展方向，提出了本文的研究意义和内容，对开关电源的设计任务进行了方案分析和选择。

第二章研究了双管反激变换器稳态工作原理，波形图和推导公式。

并由原理分析出双管反激变换器的优点。

最后对主电路器件和进行了选取和参数设计。

第三章由双管反激变换器的工作原理，详细分析了双管反激变换器的设计原理和器件选取，计算了变换器的各参数。

第四章对双管反激电路的控制电路进行了设计，通过分析推导出了NCP1207的PWM控制芯片，并对驱动电路，同步整流电路和过压保护，过流保护，过热保护电路进行了设计。

第五章根据双管反激变换器的的设计要求，对其进行了参数分析和系统仿真，并对仿真结果进行了分析，给出了设计结果。

本文采用MATLAB软件进行仿真验证。

1.5方案选择

1.5.1双管反激电路组成

150W双管反激电路由输入电路、输出电路、开关电源控制电路和功率变换电路，反馈电路等几部分组成。

1.输入电路

输入电路中包括输入过压、欠压保护电路、辅助电源电路。

电源输入回路的基础电源为265V~355V，由直流电源直接提供。

输入电路的输入端装有过压、欠压保护电路模块。

辅助电源采用单端反激方式工作。

电流互感器接在功率变压器初级线圈回路中，实现过流保护功能。

2.输出电路

在开关电源运行中，由于负载的变化,使电源的输出电流增大,特别是机器内部突然出现信号间短路时。

或因电容器击穿造成电源对地短路,瞬间电流将非常大。

同样开关电源的输出电压超过或低于额定值，都会对负载电路产生破坏性的故障。

所以通信设备运行时,开关电源必须具有可靠、稳定的保护措施。

开关电源输出电路的设计有3种保护电路：

即过压保护电路，过流保护电路和欠压保护电路。

这3种保护电路均采用运算放大器来实现[6]。

3.控制电路

控制电路芯片是NCP1207,它是由软启动电路，过载检测，误差校正，过压检测，延时设计，SR触发，运放，或非门，时钟振荡器等组成。

NCP1207为驱动变压器提供激励信号，组成开关电源的控制驱动电路。

1.5.2电路基本结构

双管反激变换器的基本结构如图1-1，其中DC/DC变换器用以进行功率转换，是开关电源的核心部分，此外还有启动电路，同步整流电路，过流和过压保护电路，过热保护电路等。

电压控制环节是由输出采样电路检测输出电压变化，并与基准电压Ur比较，产生的误差电压经过放大和脉宽调制（PWM）电路，通过光耦隔离，再经过驱动电路控制功率器件的占空比，来达到调整输出电压的目的。

图1-1开关电源的基本结构

第2章稳态工作分析与参数设计

在高压输入场合，一般不宜用单管反激线路，这时可用双管反激接线的结构，因为在双管反激式变换器电路中，在功率管关断时，变压器的漏感电流流过续流二极管并反馈给电源而钳位，所以功率管的电压应力和输入电压相同。

两管一般可用双极性晶体管或功率场效应管，但实践证明，大多用场效应管比较合适，所以无论固定频率，可变频率，完全还是不完全能量传递模式，用场效应晶体管时首选。

但由于目前市场上场效应管原件价位较高，驱动要采用隔离驱动的方式，所以造价有说升高[7]。

2.1工作原理

变换器电路拓扑如图2-1所示，起稳态工作原理波形如图2-2所示，变压器用磁化电感Lm,漏感Lr和只有变化关系的理想变压器T表示。

图2-1双管反激变换电路拓扑

高频变压器T1原边绕组通过两个场效应管接向直流电源Uin。

两场效应管要同时导通并同时关断。

因此，通过一个相位相同且相互隔离的信号来驱动，一般用一个小型的双绕组输出变压器。

当场效应开通时，只能把能量存在磁路中。

断开时，磁路能量转化为电能送至负载上。

图2-2稳态原理波形

图2-2中，

图2-1中，两个二极管D1，D2的连接目的是把过剩的反激能量反馈给电源Uin中，并把两个场效应管都钳至在Uin。

因而，采用市电单相整流得到Uin的线路，可用耐压是400v的场效应管。

假设：

（1）所有开关器件为理想开关元件；

（2）Lr<

<

Lm，通常Lr为Lm的5%~10%；

（3）在CCM工作模式下。

图2-3给出了在不同状态下变换器的等效电路。

（1）阶段1【t0~t1】

t0时刻Q1和Q2已开通，原边续流二极管D1，D2截止，直流输入电压Uin给Lm和Lr线性充电，漏感电流Ilr成线性上升，

（2-1）

副边绕组电压上负下正，电流i2在t0时刻下降至零，D3管关断，电容C向负载供电。

此过程中D3承受的反向电压为：

（2-2）

D1,D2管承受的反向电压为

此时

当在t1时刻，

（2-3）

（2）阶段2[t1~t2]

当在t1时刻同时关断Q1，Q2，漏感电流ilr开始减少，电感变压器两端电压反向，此时二极管D1，D2立刻导通，由于漏感所引起的原边绕组感应电势被钳制，使原边绕组电势钳位在输入电压

处，Q1，Q2所承受的反向电压也均为

，同时这部分漏感能量也导致了电流i2的缓慢形成，副边电压为上正下负，并使D3导通[8]。

在图2-2中电流ic的波形中可以看出，在电流ic过零前，负载由电感储能及电容C一起供电；

当电流ic过零后，电感储能给电容C冲电并给负载供电。

（3）阶段3[t2~t3]

在t2时刻ilr下降到零，二极管D1，D2关断，副边电流i2达到最大，之后电流从正向最大值线性下降。

i2向电容C充电并给负载供电。

Q1，Q2所承受的反向电压均降为：

（2-4）

二级管D1,D2所承受的反向电压为：

（2-5）

ilr（t）=0时,

（2-6）

在t3时刻有：

（2-7）

（4）阶段4[t3~t4]

当t3时刻时，同时开通Q1和Q2两开关管，直流输入电压Uin加到变压器原边绕组上，此时ilr上升，I2下降，t3时副边绕组电流i2仍继续给电容C充电和向负载供电,副边整流二极管D3尚未关断，二极管D1，D2所承受的反向电压由

上升为Uin。

（2-8）

（2-9）

T4时刻，ilr上升到磁化电流ilm值，此时i2=0，二极管D3反偏，随后Lm和Lr再次线性充电，新的PWM开关周期重复开始进行。

T4时刻，

（2-10）

（a）t0~t1

（b）t1~t2

（c）t2~t3

（d）t3~t4

图2-2双管反激变换器各种开关模态下的等效电路

由上述分析可知，双管反激变换器具有下列优点：

（1）续流二极管D1，D2能将变压器漏感能量回馈给电网侧，减小了能量损耗，同时抑制可漏感引起的关断电压尖峰，提高了效率。

功率开关管D1，D2所承受的电压应力仅为输入电压

（2）不需要额外吸收电路。

（3）与单端反激变换器相比，不需要能量反馈绕组，有利于成本的降低，提高可靠性。

（4）在负载减小时，如果在“开通”周期，储存在变压器的原边绕组显得过多的能量，那么在反激时，能量将反馈到Uin中。

2.2主电路参数设计

设计指标参数：

输入直流电压Uin=265~355V，输出直流电压Uo=48V，电流3A输出额定功率Po=150W，变换效率为85%，临界连续功率为Po，CCM=1/4Po，开关频率为Fs=100KHz，占空比Dmax=0.45。

双管反激变换器的主电路原理图如图2-3所示。

图2-3双管反激DC/DC变换器的主电路

2.2.1磁化电感

双管反激变换器磁化电感Lm仍按传统方式设计。

Lm的大小决定了变换器工作于CCM/DCM模式的边界条件，即:

=1611.7（μF）

其中，Pomin为电感电流临界连续时输出功率。

2.2.2功率开关的选取

D1,D2必须是快速恢复二极管，因为在任何工作条件下，使俩个场效应管所受的电压不会超过Vin+Vd（Vd是D1或D2的正向压降），这些原件在电压超值时特别容易损坏，而本设计常能有效抑制过电压，因此也是场效应管比较理想的工作线路。

与单端反激式变换器相比，功率器件可选择较低的耐压值。

由于功率开关Q1，Q2上承受的电压应力为:

Umax（Q1，Q2）=Uinmax=355（V）

流过功率开关Q1，Q2电流的峰值和有效值为漏感电流的峰值Ilrp及有效值，则峰值：

漏感电流的有效值为：

功率管选用IRF730APBF，400V,5.5A。

2.2.3原边续流二极管的选择

D1,D2必须是快速恢复二极管，因为在任何工作条件下，使俩个场效应管所受的电压不会超过Vin+Vd（Vd是D1或D2的正向压降），

续流二极管D1，D2的电压应力为：

其流过二极管D1,D2的电流峰值即为漏感峰值电流Ilrp，

所以原边续流二极管D1,D2选用DSEI12-06A，电压600V，电流14A的快速恢复二极管。

2.2.4副边整流二极管

双管反激变换器的整流二极管D3所承受的电压应力为：

=128.23（V）

二极管D3中的电流峰值与有效值等于副边绕组电流i2的峰值和有效值，则

D3选用LXYS公司的DSEI12-10。

2.2.5输出滤波电容

输出滤波电容C为：

式中，K%=Uopp/U0，Uopp为输出电压纹波，R是负载电阻。

K%取1%，实际选取一支560

/400V的电解电容。

2.2.6缓冲器设计

场效应管和双极性晶体管相比，在二次击穿危害的问题上并不那么敏感，因此场效应管并不需要缓冲器。

但是为了减少开关过程中的射频干扰和对dv/dt的限制（在高速情况下，一些功率场效应管损坏，是由于内部的结电容C上发生的Miller效应或寄生晶体管的导通造成的）尽量缩短了原边绕组的的高频电流流通路径的长度，可使用一个低寄生电感电容器接在Vs电源处，并要求尽量靠近场效应管和二极管D1，D2处[10]。

可选用47uF/400V的低寄生电容。

2.2.7功率频率

因使用了功率场效应管，功率频率会高些，变压器和输出电容体积与重量会在高频工作下减小。

但变压器的漏电感，整流器快速恢复特性，以及输出电容的等效串联阻抗，则显得特别重要。

因此高频工作下，不仅变压器必须正确设计，外部元件也必须正确选择[11]。

2.3同步整流电路设计

本文采用分立元件构成的驱动电路作为同步整流的驱动电路具体驱动电路如图2-4所示。

图2-4同步整流电路

工作原理：

电流互感器T2和次级同步整流管SR串联在一个支路上，以检测SR的电流，但有电流从SR的体二极管流通时，会在电流互感器的二次侧感应出电流，电流经过R30转换为电压，当此电压值达到并超过晶体管Q4的发射结正向电压时，Q4管导通，达到二极管D3的导通电压时，D3导通并对其箝位，当晶体管Q4导通后，输出电压经过Q5和Q6构成图腾柱输出电路来驱动SR的开通。

当SR中的电流在电流互感器二次侧电阻R1上采样电压降到Q4的导通阀值以下时，Q4管关断，SR关断[12]。

其中：

SR为同步整流管，用来代替整流二极管；

R30的值决定同步整流管开通和关断时电流互感器二次侧电流大小；

C16和二极管D3用来对互感器二次侧的电压进行滤波和箝位；

偏置电阻R31，下拉电阻R32和晶体管Q4构成开关电路，利用Q4的饱和和截止来事现同步整流管SR的导通和关断；

Q5和Q6构成图腾柱输出电路，提供足够大的电流，使SR栅源极间电压迅速上升到所需值，保证SR能快速的开通，同时为SR关断时提供反向抽取电流回路，加速Sr的关断。

参数设计：

选用IR公司的IRF3205型N沟道功率MOSFET同步整流管，漏源击穿电压U（BR）DSS=55V，漏极电流ID=110A（25°

C），最大栅源电压UGS（max）=±

20V，开通电压UGS（th）=4V，导通电阻RDS（on）=0.008Ω。

同步整流驱动电路的设计主要集中在电流互感器T2的设计上。

电流互感器磁环型号选用R10，

磁心材料用N30，Bmax=0.2T。

主电路绕组N’由于流过较大电流，所以为减少损耗，匝数确定为1匝，为保证T2驱动电路端绕组

在SR关断间退磁，绕组N”要满足：

为了有充足裕量，取

为10匝。

保证SR开通关断的快速性，设定变压器次级电感电流达到30mA，SR开始导通或关断，可取R30为470Ω，C16