基于反激电路的DCDC降压开关电源设计文档格式.docx
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为了使稳压调整管可以发挥足够的调节作用，稳压调整管必须工作在线性放大状态，且保持一定的管压降。
因此，这种电源被称为线性稳压电源。
早期的开关电源的频率仅为几千赫，随着电力电子器件及磁性材料性能的不断改良，开关频率才得以提高。
20世纪60年代末，垂直导电的高耐压、大电流的双极型电力晶体管（亦称巨型晶体管、BJT、GTR）的出现，使得采用高工作频率的开关电源得以问世。
但当开关频率到达10KHZ左右时，变压器、电感等磁性元件发出很刺耳的噪声，给工作和生产造成了很大噪声污染。
为了减小噪声，并进一步减小电源体积，在20世纪70年代，新型电力电子器件的开展给开关电源的开展提供了物质条件。
开关频率终于突破了人耳听觉极限的20KHZ。
随着电力电子技术的开展，工作在高频的开关电源己经广泛应用于电气和电子设备的各个领域。
开关电源设计的目的是通过能量处理将输入能量变化为所需要的能量输出，通常的形式是产生一个符合要求的输出电压，这个输出电压的值不能受输入电压或者负载电流的影响。
开关电源分为，隔离与非隔离两种形式，在这里主要谈一谈隔离式开关电源的拓扑形式，隔离电源按照构造形式不同，可分为两大类：
正激式和反激式。
反激式指在变压器原边导通时副边截止，变压器储能。
原边截止时，副边导通，能量释放到负载的工作状态，一般常规反激式电源单管多，双管的不常见。
正激式指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载，能量通过变压器直接传递。
按规格又可分为常规正激，包括单管正激，双管正激。
半桥、桥式电路都属于正激电路。
正激和反激电路各有其特点，在设计电路的过程中为到达最优性价比，可以灵活运用。
一般在小功率场合可选用反激式。
稍微大一些可采用单管正激电路，中等功率可采用双管正激电路或半桥电路，低电压时采用推挽电路，与半桥工作状态一样。
大功率输出，一般采用桥式电路，低压也可采用推挽电路。
反激式电源因其构造简单，省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感，而在中小功率电源中得到广泛的应用。
在有些介绍中讲到反激式电源功率只能做到几十瓦，输出功率超过100瓦就没有优势，实现起来有难度。
本次设计是为一款为芯片供电的小功率电源，输出只有几瓦，所以选择反激式开关电源。
1.2本课题的主要研究内容
1、主要内容：
开关电源是通过控制开关晶体管开通和关断时间比率，维持稳定输出电压的一种电源。
开关电源被誉为高效节能电源，它代表着稳压电源的开展方向，现已成为稳压电源的主流产品。
开关电源内部关键元器件工作在高频开关状态，本身消耗的能量很低，电源效率可达80%一90%，比普通线性稳压电源效率提高近一倍。
本文从根底的开关电源电路入手，进展分析和比拟，最后选择了用反激的方式设计一款体积小、本钱低，降压效果好：
输出电压稳定、可调节性强的直流降压开关电源。
2、根本要求：
1．输入直流24V；
2．输出+15V1A;
－15V0.5A；
3．电压纹波小于0.1V。
3、设计内容：
1．开关电源主电路设计；
2.开关电源控制电路设计；
3．用Protel绘制电路原理图，并制作PCB；
4．开关电源组装、调试。
4、论文体系与构造如下：
第二章介绍了开关电源的根本的拓扑构造以及工作原理，并进展了适合本次设计的拓扑构造的选择。
第三章主要介绍了控制电路芯片UC3843的工作原理以及电压反应回路的设计。
第四章主要进展了反激式开关电源整体的的设计，包括电路组成和子电路的设计。
第五章主要利用Protel绘制电路原理图以及PCB幅员。
第六章主要制造电路板以及解决电路板制作中的困难。
第七章主要总结以前的工作。
第二章主电路的选择以及原理
开关电源的拓扑构造很多，但是最根本的电路就是boost，buck以及buck-boost电路，本章大概的讲述了几种根本的电路和拓扑构造并将其进展的比拟，从中选择了适合本次设计的反激式拓扑构造。
2.1开关电源的几种根本的拓扑构造
2.1.1Buck电路
图2-1Buck电路
1.Buck电路的工作原理[1]:
Buck电路〔图2-1〕即为降压斩波电路。
控制脉冲使Q导通之后，C开场充电，输出电压加到负载R两端，在C充电过程中，电感L内的电流逐渐增加，储存的磁场能量也逐渐增加。
此时续流二极管D因反向偏置而截止。
经过Ton时间以后，控制信号使Q截止，L中的电流减小，L中储存的磁场能量便通过续流二极管D传递给负载。
当负载电压低于电容C两端的电压时，C便向负载放电。
经过时间Toff后，控制脉冲又使Q导通，上述过程重复发生。
输出电压
〔
为输入电压；
q为占空比〕〔2-1〕
2.Buck电路的特点
Buck电路是正激型类变换器最根本的拓扑构造。
由于电路中没有变压器，所以输入和输出之间没有隔离；
因为占空比D＜1,所以Buck电路只能实现降压，所以在任何时候，输出电压只能比输入电压低；
Buck电路仅有一路输出，如果需要多路输出需要加后继调节器；
Buck电路即可以工作于电流连续状态，又可以工作于电流总是断续的；
电路输出纹波较小，效率高，输入与输出电压差大，但是动态响应差；
Buck电路简单，所以本钱比拟低，体积小。
2.1.2Boost电路
图2-2Boost电路
1.Boost电路的工作原理[2]
Boost电路〔图2-2〕即为升压斩波电路，当Q导通时，能量从输入电源流入，并储存于电感L中，由于Q导通期间正向饱和管压降很小，所以这时二极管D反偏截止导通，负载由滤波电容C供应能量，将C中储存的电能释放给负载R。
当Q截止时，电感L中电流不能突变，它所产生的感应电势阻止电流减小，感应电势的极性为右正左负，二极管D导通，电感中储存的能量经二极管D，流入电容C，并供应负载R。
q为占空比〕〔2-2〕
2.Boost电路的特点：
Boost电路是反激类变换器电路最根本的拓扑构造。
Boost与Buck一样，电路中没有变压器，所以电路中没有隔离；
Boost电路的输出电压高于输入电压，能够起到升压作用；
电感电流有连续和断续两种工作模式，大功率场合常采用连续模式，小功率场合常一般采用断续模式；
由于电感串联在输入电路中，所以输入纹波很小，但是输出纹波大，尤其工作在断续模式下纹波更大。
Boost电路的转换效率比拟低，所以电源电压的利用率比拟低，输出的功率较小。
2.1.3Buck-boost电路
图2-3Buck-boost电路
1.Buck-boost电路的工作原理[3]
Buck-boost电路〔图2-3〕即为升降压斩波电路，当开关管Q导通时，输入直流电压V全部加于储能电感L的两端，感应电势的极性为上正下负，二极管D反向偏置截止，储能电感L将电能变换成磁能储存起来。
电流从电源的正端经Q及L流回电源的负端。
经过Ton时间以后，开关管Q截止时，储能电感L自感电势的极性变为上负下正，二极管D正向偏置而导通，储能电感L所存储的磁能通过D向负载R释放，并同时向滤波电容C充电。
经过时间Toff后，控制脉冲又使Q导通，D截止，L储能，已充电的C向负载RL放电，从而保证了向负载的供电。
此后，又重复上述过程。
由上述讨论可知，这种升降压斩波电路输出直流电压的极性和输入直流电压升降压斩波电路的极性是相反的，故也称为反相式直流交换器。
q为占空比〕〔2-3〕
2.Buck-boost电路特点
Buck-boost电路输出可以高于或低于输入电压，Buck电路输出电流纹波小，Boost输入电流纹波小，但是Buck-boost电路输入和输出电流纹波都很大。
与一样功率的Buck电路、Boost电路比拟，功率器件的峰值电压为输入电压和输出电压之和，所以对于功率器件的要求较高。
2.2主电路拓扑构造的选择
2.2.1电路拓扑构造选择要注意的问题
1〕升压或降压：
输入电压总是比输出电压高或低吗，如果不是就不能选择buck变换器或boost变换器
2〕占空比：
输入电压和输出电压是否相差5倍以上，如果是，就可能要用变压器。
计算适宜的占空比，不要使占空比太小或太大。
3）需要多少组输出电压：
如果多于一组，除非再后接电压调节器，否那么就可能需要变压器，输出电压组数很多时，建议用多个变换器，这样做的结果比拟理想。
4〕是否需要隔离：
考虑电压的上下，如果需要隔离就需要变压器。
5〕本钱上下：
对离线式电源来说，也可以用IGBT，否那么就考虑MOSTET
6〕电源是否需要空载工作：
如果电源需要空载工作，变换器就要工作于电流断续模式，除非是同步整流。
7〕是否能够同步整流：
同步整流不管负载大小如何，都可以是变换器工作于电流连续模式
8〕输出电流的大小：
如果输出电流很大，选用电压模式要比电流模式控制好。
【4】
2.2.2根本拓扑构造的比照
Buck电路存在着很多限制，电路上只有一个电感，没有变压器，这就意味着输入和输出之间不可能有隔离。
Buck变压器只能对输入电压进展降压变换，如果输入电压比输出电压低，变换器就不能正常工作，而且Buck电路只有一路输出，如果需要多路输出电压，除非愿意采用第二级电压调节器，buck电路就不能使用；
Boost电路一个周期时间内，开关导通时，电压加于电感上，电流以某一斜率上升，并将能量储存在电感中，当开关关断时，电流讲过二极管流向输出电容和负载。
但是Boost变换器只有一个输出电压，无法得到多个输出电压，输出电压和输入电压没有隔离，输出电压不能比输入电压低，即使完全关断开关，输出电压只能等于输入电压〔除去二极管的导通压降〕。
如果你需要只有一组输出且不用隔离的电源，那么Boost变换器只需要处理只有一个绕组的电感即可。
正激式电路需要有一个最小负载，电感必须足够大，才能保证脉动电流的峰值小于最小负载电流，否那么电流就不会连续，并引起输出电压上升，所以单端正激式电路不能工作在空载状态，因为无穷大的电感是不现实的。
正激式电路的变压器不能存储能量，因此不像反激式电路那样有功率上的限制，电路只有一个电感，用来平滑输出电容上的电流，正激式电路可以做到500W甚至更大，这对MOSFET的要求比拟高。
反激式电路，开关导通时，能量存储于变压器原边的电感中，注意变压器的同名端，当开关关断时，漏极电压要高于输入电压，变压器副边电压高于地，使二极管导通，向输出电容和负载提供电源。
反激式电路可以在变压器副边有多少个绕组，方便地输出多组电压。
各个输出电压和原边隔离，而且各组输出电压可以任意大小，仅仅通过调节器的变比就能实现。
这种电阻可以工作于电流模式，也可以工作于电流断续模式，而且反激式电路最常见的工作模式是电流断续模式。
2.2.3主电路拓扑构造的选择
我所设计的开关电源的输入24V直流电，而输出是+15V1A；
－15V0.5A，功率非常小。
因为Buck电路和Boost电路是不用变压器的，是非隔离式的，只能单方面的升压或降压，且不能多路输出，所以不考虑Buck电路Boost电路。
正激电路的优点很多，但是正激变换器的变压器是不能够存储能量的，虽然没有功率上限，但是正激电路多采用双正激开关电路用在较大的功率场合，而且对于要求严格的MOSFET管，本钱较高。
目前，控制电路我准备采用UC3843芯片，反激式的输出功率是几瓦到几百瓦，正好符合输出的要求。
2.3单端反激电路
2.3.1单端反激电路的根本原理
图2-5单端反激电路
工作原理：
[5]
单端反激电路〔图2-5〕，当开关管Q导通时,电流从电源正极流出经过变压器原边，开关管Q流回电源负极，由于同名端，此时变压器副边上负下正，二极管D截止导通，所以变压器原边电感储能。
当开关管Q关断时，原边变为上负下正，副边上正下负，二极管D导通，电流从副边正极流出经过二极管D，电感L，负载流回副边负极，同时给电容充电。
反激电路可以工作在电流连续模式和电流断续模式两种模式：
[6]
如果当S导通时，原边绕组中的电流尚未下降到0，那么称电路工作与电流连续模式。
如果当S导通时，原边绕组中的电流下降到0，那么称电路工作与电流断续模式。
当电路工作与电流连续模式的时候
〔2-4〕
2.3.2单端反激电路的工作波形图
Q
Vq
Vc
I原
I副
图2-6单端反激电路工作波形图
图2-6是单端反激电路中主要元器件的工作波形图，其中Q为开关管的功率信号；
Vq为开关管两端的工作电压，在开关管关断那一瞬间，开关管的会承受一个尖峰电压△V；
Vc为电容两端的电压；
I原是变压器原边电流；
I副是变压器副边电流。
2.4本章小结
开关电源有多种拓扑构造，常用的是上面所提到的几种，每一种拓扑构造都要自己的优势和缺点，所以只有仔细分析各种拓扑构造，才能决定自己的设计选择哪种才是最优设计。
通过对各种拓扑电路的分析，结和一些其他因素，选择适宜的拓扑构造。
第三章控制电路的选择及原理
3.1控制电路
开关电源的控制电路包括误差放大器，基准，PWM发生电路，频率输出，输出采样电路和相关保护电路等，将这些功能集成在一块控制芯片中。
控制芯片有两类控制方式，即电压性控制和电流型控制。
电压型控制芯片中用内部的锯齿波与误差放大器输出比拟，产生PWM信号；
而电流型控制芯片内部没有锯齿破信号，利用采集功率管电流的锯齿波与误差放大器比拟产生PWM信号，其他局部根本一样。
随着电网对接入设备功率要求的提出，接入电网的开关电源必须带有功率因数的校正网络，各种PFC校正芯片得到推广和应用，应运而生的事PFC功率因数校正和PWM脉宽调制器复合集成在同一芯片中。
随着开关电源的高频化，软开关技术得到长足开展，各种谐振控制芯片纷纷面世，例如大功率开关电源
3.1.1电压型集成控制电路
图3-1电压型模式控制方框图
如图3-1所示电压型模式控制方框图，变换器的占空比只响应输出负载电压的变化，必须等到负载电压调整后才能响应，需要等待一个或多个工作周期。
早期的开关电源都采用这种电压型脉宽调制方式，即PWM控制方式。
典型的国产典雅型控制电路有X3524,X3525和TL494等。
3.1.1电流型集成控制电路
在开关电源中，功率级都是直流输入，因此电流电感是锯齿波，将这个锯齿波与误差电压比拟，也能用来作为占空比调节。
因此要稳定输出电压，还要电压采样，所以是双环。
内环是电流环，外环是电压环。
图3-2电压和电流双闭环控制构造
如图3-2所示是双闭环控制框图，把变换器分成两个环路控制，电流控制环的电流取自功率开关或滤波电感中的电流，外环为电压控制环，取自于输出电压。
因此在每个开关脉冲周期中不仅可以相应负载电压变化，而且可以相应负载电流变化。
其主要特点是：
电压环控制环路的电压设置阈值，而在电压阈值内电流内环调整开关或初级电路中的峰值电流。
输出电流正比于功率开关或滤波电感中的电流，因此整个电路还具有限流作用，电流控制模式比电压控制模式更具有优越的电网调整率和负载调整率。
PWM脉宽调制型开关电源只对输出电压进展采样，属于电压型控制的单环控制；
而电流型控制是在电压型控制的根底上增加了电流内环的双坏控制，使得电源的电网调整率和负载调整率及瞬态响应特性都有所提高，且电路比拟简单。
如图3-3所示是电流控制型电源的原理图，采样电阻R上的波形实际上是变压器原边绕组中〔也是功率管发射极〕的电流波形，是三角波，作为PWM比拟器的电流给定，限定了功率管中的电流。
误差放大器的两个输入分别是基准信号和输出电压反应信号，由此决定了输出电压的大小。
常用的电流型脉宽调制器芯片有国产的CWx842/3/4/5系列，以及美国Unitrode公司生产的UCx842/3/4/5系列产品。
根据本次设计要求，我选用的是UC3843作为本电路中的控制芯片。
图3-3电流控制型电源的原理图
3.2UC3843的原理及参数
UC3843是开关电源用电流控制方式的脉宽调制集成电路。
与电压控制方式相比在负载响应和线性调整度等方面有很多优越之处。
1.UC3843封装图
如图3-1是UC3843的两种封装构造即8脚和14脚，本次设计主要采用8脚的封装构造。
图3-1UC3843封装图
2.UC3843主要特点：
内含欠电压锁定电路，低起动电流〔典型值为0.12mA〕，稳定的内部基准电压源，大电流推挽输出〔驱动电流达1A〕，工作频率可到500kHz，自动负反应补偿电路，双脉冲抑制，较强的负载响应特性。
3.UC3843
内部工作原理简介：
图3-2示出了UC3842内部框图和引脚图，UC3843采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8个引脚，各引脚功能如下：
①脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性；
②脚是反应电压输入端，此引脚电压与误差放大器同相端的2.5V基准电压进展比拟，产生误差电压，从而控制脉冲宽度；
③脚为电流检测输入端，
当检测电压超过1V时缩小脉冲宽度使电源处于间歇工作状态；
④脚为定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定。
⑤脚为公共地；
⑥脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅为50ns，驱动能力为±
1A；
⑦脚是直流电源供电端，具有欠、过压锁定功能，芯片功耗为15mW；
⑧脚为5V
基准电压输出端，有50mA
的负载能力。
图3-2UC3842
内部原理框图
3.3UC3843工作描述
UC3842A，UC3843A系列是专门设汁用于出线和直流—直流变换器应用的高性能、固定频率、电流模式控制器，为设计者提供使用最少外部元件的高性能价格比的解决方案。
〔1〕振荡器
振荡器频率由定时元件RT和CT选择值决定。
电容CT由5.0V的参考电压通过电阻RT充电，充到约为2.8V，再由一个内部的电流缩放至1.2V。
在CT放电期间，振荡器产生一个内部消隐脉冲保持“或非〞门的中间输入为高电平，这导致输出为低状态，从而产生丁一个数量可控的输出静区时间。
注意尽管许多的Rt和Ct值都可以产生一样的振荡器频率，但只有一种组合可以得到在给定频率下的特定输出静区时间。
振荡器门限是温度补偿的，放电电流在T=25℃被微调并确保在±
10％之内，这些内部电路的优点使振荡器频率及最大输出占空比的变化最小。
在很多噪声敏感应用中，可能希望将变换器频率锁定至外部系统时钟上。
这可通过将时钟信号加到所示的电路来完成。
为了可靠的锁定，振荡器自振频率设为比钟频率低10％左右。
通过修整时钟波形，可以实现准确输出占空比箝位。
〔2〕误差放大器
提供一个有可反相输入和输出的全补偿误差放大器。
此放大器具90dB的典型直流电压增益和具有57度相位余量的1.OMHz的增益为1带宽。
同相输入在内部偏置于2.5V而不经管脚引出。
典型情况下变换器输出电压通过一个电阻分压器分压，并由反向输入监视。
最大输入偏置电流为2.0uA，它将引起输出电压误差，后者等于输入偏置电流和等效输入分压器源电阻的乘积。
误差放大器输出（管脚1）用于外部回路补偿。
输出电压因两个二极管压降而失调（≈1．4V）
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