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调幅调制、高频功率放大器与倍频器

任务引入

 无线电发射装置为什么要进行调制？

虽然可以象有线话筒那样将声音直接变换为音频电信号通过电缆传输给远处的接收方，但衰减大，传输效率低，干扰也大。

所以普通非平衡连接卡拉OK有线话筒电缆不超过20米，而专业平衡连接有线话筒电缆也不宜超过100米。

此外，若像农村有线广播那样，把信号一次传输给许多接收方，就需要建设大量的传输线路，这是很不经济的（特别在山区）。

因此，为了把声音信号等传输给远处的许多接收方，最好如图2.2-1那样以空间作为传输介质。

现在大部分广播都采用无线传输。

图2.2-1信号的调制与无线传输

由电磁波理论知道，交变的电振荡可由天线向空中辐射出去。

但天线的尺寸必须足够长（天线振子的长度与电振荡的波长可以比拟），才能有效地把电振荡辐射出去。

例如，被传送的信号是语言、声音信号的频率范围为2OHz-2OkHz，其相应波长是15x103—15x106ｍ，若通过天线发射到空中，需要制作几十公里长的发射天线!

显然，制造这样的大尺寸的天线不仅困难，而且造价奇高，发射效率很低。

电磁波辐射有个特性，就是它的频率越高，辐射能力越强。

只有频率在几百kHZ以上的高频电流所转换成的无线电磁波效率高，辐射作用足够强。

那么，能否利用容易辐射的高频振荡波驮载所要传递的信息（如音频、视频等较低频率的信号）呢?

答案是肯定的，即如示意图2.2-1那样用某种方法把声音信号载于频率比声音信号高，适合于在空中发射的电信号上，就可以传输声音信号。

此过程称为调制。

所谓调制就是发送方（即发端）将所要传送的信息“装载”到高频振荡波上，再由天线发射出去。

在这里，高频振荡波就是携带信息（信号）的运输工具，所以叫做载波信号，在上个课题中已学习的各种振荡电路可提供载波信号。

经过调制以后的高频振荡波叫做已调信号，能够完成调制作用的电路叫做调制电路。

例如，我们熟悉的中央人民广播电台一套节目发送的电波频率639kHz就是该电台的载波频率，93.9 MHz为广东人民广播电台音乐台载波频率。

电台要向听众传送的信息（如语言、乐曲等）频率远远低于载波频率，叫做调制信号，也称为基带信号。

根据待传送的信号去控制高频载波信号的参数不同（高频正弦载波有幅度、频率、相位三个参数），调制可分为调幅（AM）、调频（FM）和调相（PM）三类。

相关知识

一、普通调幅信号的表示方法及其性质

调幅（AmplitudeModulation简称AM）是使载波的振幅随信号波的振幅变化的调制方法。

已调波如图2.2-2所示：

当信号波为正值时，载波的振幅变大，为负值时，载波的振幅变小，若信号波的值为零，载波的振幅不变化。

把已调波的峰值连接起的线称为包络线，显然，这个包络线与信号波相似，包含着要传输的信号信息，所以在接收机中取出这个包络线，则就得到需要的信息。

图2.2-2普通调幅波波形

1．普通调幅信号的数学表达式

这里我们要讨论的首先是普通调幅波，因为除了基本调幅外，还有抑制载波的双边带调幅（DoubleSidebandModulation简称DSB）、单边带调幅（SingleSidebandModulation简称SSB）和残留边带调幅（VestigialSideBandModulation简称VSB）等，有时也将等幅电报（ContinuousWave简称CW）归为调幅类别。

这四种调制方式是在基本调幅基础上的改进或变种。

我们首先分析普通调幅信号，为简化调幅分析，突出基本概念，假设调制信号为单频等幅余弦波，即

单频余弦信号：

uΩ（t）＝UΩmcosΩt=UΩmcos2πFt

载波信号：

uc（t）＝Ucmcosωct=Ucmcos2πfct

且fc>>F，根据普通调幅定义：

已调波的振幅如图2.2-2所示以载波的振幅Ucm为中心按单频余弦信号波的幅度uΩ（t）变化，写出调幅波表达式如下：

其中，

称调幅系数或调制度。

☆学一手 调幅系数的测算

图2.2-3普通调幅波波形

调幅系数

反映了调制信号对高频载波幅度的控制能力，工程上调幅系数的测量并不用此公式，而常采用波形测量的方法，如图2.2-3所示，Uom（1+macosΩt）是uo（t）的振幅，它反映调幅信号的包络线的变化。

由图可见，在输入调制信号的一个周期内，调幅信号的最大振幅为

                         Uommax=Uom（1+ma）

    最小振幅为

                         Uommin=Uom（1-ma）

由上两式可解出

因此，只要测量调幅波的最大振幅和最小振幅，由上式很容易计算出调幅系数。

2．调幅波频谱与占用频带带宽

将式（2．2．1）用三角函数展开有：

（2．2．2）

上式（2．2．2）可知，单一频率调制时，调幅波的频谱由三部分频率分量组成:

角频率为

的载波成分、角频率为

的上边频成分和角频率为

的下边频成分。

由此可以认为，调幅后的已调波已不只是单一频率的正弦波，而是多个不同频率组成的合成的波，所以，调幅信号的频谱分布可用图2.2-4表示。

图2.2-4调幅波的频谱

如图2.2-4所示，已调波以载波的频率为中心，具有上边频和下频之间的频率范围（2

或2F）。

把这个频率范围为调幅波占用带宽,但上图仅为调制信号是单一频率的例子，实际的信号如声音、图像等信号波形复杂（图2.2-5a）），信号含有许多频率成分，所以图2.2-5b）调幅波的上边带、下边带频谱不止一条，而是有许许多多不同频率、不同幅度的频谱组成的频带，它具有与信号相应频率宽度，其频谱图如图2.2-5c）所示。

图中，fn是信号波的最大频率,f1是信号波的最小频率,所以调幅波占用带宽为2fn,即

c）

图2.2-5复杂信号调制调幅波形频谱图

a）声音波形  b）调幅后波形  c）频谱

BW=2Fn

可见，普通调幅信号的频谱宽度BW为调制两倍。

由图还可发现，上边带和下边带频谱分量的相对大小及间距均与调制信号的频谱相同，仅下边带频谱倒置而已。

可见调幅的作用是将调制信号频谱不失真地搬移到载频两侧，故称线性调制。

3．调幅波的功率

将式（2．2．2）所表示的调幅波电压加到电阻R的两端，则可分别得到载波功率和每个边频功率为

在调制信号的一个周期内，调幅波输出的平均总功率为

上式表明调幅波的输出功率随

增加而增加，当

=1时，有

这说明不包含信息的载波功率占了总输出功率的2/3，包含信息的上、下边频功率之和只占总输出功率的1/3，能量利用率低，而且实际调幅波的平均调幅系数远小于1，效率更低。

这是AM制式本身的固有缺点，但AM制式的解调电路简单，使接收机成本低、价廉便于普及，因此广泛应用于中、短波无线电广播系统。

但在专业通信领域多采用其他更好的调制方式。

二、双边带调制DSB和单边带调制SSB

 1.双边带调制

从上述普通调幅信号的频谱结构可知，占有绝大部分功率的载波分量不包含信息，上下边带分量携带有信号成分。

如果在传输前将载频抑制掉，那么就可大大节省发射机的发射功率。

这种仅传输两个边频的调制方式称为抑制载波的双边带调制，简称双边带调制。

用乘法器可实现双边带调制，如图5-8所示。

图5.8  双边带调制电路的模型

双边带调幅信号数学表达式为

           uo（t）=Amuc（t）uΩ（t）

                           =AmUΩmcosΩtUcmcosωct        （5―10）   

根据（5―10）式可得双边带调幅信号的频谱表达式为

由上式可得双边带调幅信号的波形与频谱如图5.9（a）所示。

双边带信号的频谱宽度为

                    BWDSB=2F                                       （5―12）

从图上分析可见，双边带调制与普通调幅信号的区别在其载波电压振幅、相位都在变化，当调制信号uΩ（t）进入负半周时，载波电压产生180°相移，振幅包络不同于普通调幅波，双边带凋制信号的包络己不再反映调制信号的变化，因此解调电路也不同于普通调幅解调电路，不过它仍保持频谱搬移的特性。

图5.9 双边带调制信号

2．单边带调制（SSB，SingkSide-Bandmodulation）

双边带调幅信号的上下边带频谱分布完全对称，从传输信息的观点来说，即使只传输某一个边带，它也已包含传输的所有信息，因此可进一步将其中的一个边带抑制掉。

这样仅传输一个边带（上边带或下边带）的调制方式称单边带调制。

单边带调制可保持双边带调制节省发射功率的优点外，还将已调信号的频谱宽度压缩一半，电波频率的利用率高，所以单边带调制已成为频道特别拥挤的短波无线电通信中最主要的一种调制方式。

单边带调制频谱宽度为

BWSSB=F

单频余弦调制的单边带的波形及频谱如图5-10所示。

图5.10   单边带调幅的波形及频谱

3．单边带调制电路两种实现

1）滤波法

由乘法器和带通滤波器组成。

如图5-11所示，称为滤波法。

其中，乘法器产生双边带调制信号，而后由带通滤波器取出一个边带信号，抑制另一个边带信号，便得到所需的单边带调制信号。

为实现较好的滤波特性，实际中常采用逐级滤波法实现单边带调制，可参见有关资料。

2）相移法

由两个乘法器和两个90o相移器和一个加法器组成，如图5-12所示。

图5.11滤波法单边带调制电路模型图5.12相移法单边带调制电路模型。

图5-13a是乘法器I产生的双边带调制信号的频谱，图5-13b是乘法器II产生的双边带调制信号的频谱，比较两个输出信号的频谱可见，它们的下边带是同极性的，而上边带是异极性的。

因此。

将它们相加或相减便可得到下边带或上边带的单边带调制信号。

图5.13  相移法模型中各点信号的频谱

设

乘法器I输出电压为

乘法器II输出电压为

两信号相加则得

上边带被抵消，加法输出为下边带。

两信号相减则得

下边带被抵消，减法输出为上边带。

移相法的关键是高精度移相器，要求精确移相90︒且幅频特性为常数。

SSB和DSB都是除去载波的调制方式，所以称为载波抑制调制（carriersuppressedmodulation）。

三、高频功率放大器与倍频器

无论是广播传输，还是其他通信，发射机发射信号都需要有一定的功率。

传输信号的距离越远，需要的发送功率就越大。

为使待发送的高频信号获得足够的功率，就需要用高频功率放大器来实现。

高频功率放大器可分为窄带功率放大器和宽带功率放大器两类，这里主要介绍窄带谐振功率放大器。

对高频功率放大器设计要求有:

其一，功率输出满足需要，即在电源电压一定情况下输出功率越高越好。

其二，功率转换效率要高，要求在满足功率输出要求的同时，必须提高功率的转换效率。

其三，谐波及非线性失真要小，为了提高功率放大器的效率，大多数高频功率晶体管放大元件工作在乙类或丙类状态，在这种状态下的晶体管处于非线性工作区，晶体管输出电流与输入信号之间存在着严重的非线性失真，谐波丰富，常采用谐振选频方法来滤除谐波与非线性失真。

由于谐振选频网络的窄带特性，通常将带有谐振选频网络的这类放大器称为窄带功率放大器或谐振功率放大器。

1．谐振功率放大器的基本工作原理

图3-1谐振功率放大器的原理电路

图3-1中为一谐振功率放大器，它由晶体管、输出调谐回路、电源及基极偏置电路等组成，为提高效率晶体管发射结常取零偏置或负偏置。

基极输入总电压为uBE=UBB+Ubmcosωt

则晶体管基极和集电极电流电压波形如图3-2c·d所示：

集电极电流为周期性的余弦脉冲波形，在一个信号周期内导同时间小于信号周期，用集电极电流导通时间一半所对应的相角θ为导通角。

根据导通角大小的不同，晶体管工作状态可分为:

θ=180°，为甲类工作状态；θ=90°时为为乙类工作状态；θ＜90°，为丙类工作状态。

　　丙类工作状态具有集电极耗散功率小、效率高的特点，故高频谐振功率放大器多选择丙类工作状态。

图示工作波形表示了工作在丙类状态的功率放大器各点波形图，由于晶体管工作在丙类状态，在工程上，通常采用准线性折线分析法。

准线性放大是指仅考虑集电极输出电流中的基波分量在负载两端产生输出电压的放大作用。

所谓折线法，是指用几条直线段来代替晶体管的实际特性曲线，然后用简单的数学解析式写出它们的表示式。

将器件的参数代入表示式中，就可进行电路的计算。

图3-2c·d谐振功率放大器各极波形

如图3-3a所示是晶体管折线化的转移特性曲线给出的丙类工作状态下的集电极电流脉冲波形。

折线的斜率用G表示。

基极—发射极间电压为

uBE=UBB+Ubmcosωt       

（1）

则集电极电流iC为

（2）

将

（1）式带入

（2）式得

            iC=G（UBB+Ubmcosωt-Uon）                

由图3.3可得，当ωt=θ时，iC=0,代入式（3―5），可求得

            0=G（UBB+Ubmcosθ-U）                  

则

式（3―5）减式（3―6），得

        iC=GUbm（cosωt-cosθ）                   

当ωt=0时,将iC=iCmax代入式（3―9），可得

        iCmax=GUbm（1-cosθ）                                （3―10）

 式（3―9）与式（3―10）相比，可得

式（3―11）是集电极余弦脉冲电流的解析表达式，它取决于脉冲高度iCmax和导通角θ。

利用傅里叶级数可将周期性的余弦脉冲iC展开为

式中Ic0、Ic1mIc2m…Icnm、分别为集电极电流的直流分量、基波分量以及各高次谐让分量的振幅，可由下式计算

分别表示直流分量分解系数、基波分量分解系数和n次谐波分量分解系数，表达式可查阅有关资料。

因此，只要知道电流脉冲的最大值

和导通角θ就可以计算出直流分量、基波分量以及各次谐波分量。

图3.4 余弦脉冲分解系数

图3-4给出了导通角B与各分解系数之间的关系曲线，由图中曲线可查到各分解系数的大小。

由图可看到各次谐波分量变化的趋势，谐波次数越高，振幅就越小。

在谐振功率放大器中只需在输出回路接入LC谐振电路谐振于基波频率，输出回路只对集电极电流中的基波分量呈现很大的谐振电阻，而对其他各次谐波呈现很小的电抗，近似看成短路，则余弦脉冲形状的集电极电流只有基波电流分量才在回路端产生电压降，因而输出电压近似为余弦波形，频率与输人电压相同，相位相反。

2．输出功率及效率

放大器的输出功率Po等于集电极电流基波分量在有载谐振电阻RP上的功率，即

集电极直流电源供给功率PDC等于集电极电流直流分量与UCC的乘积

放大器集电极效率等于输出功率与直流电源供给功率之比，即

式中

称波形系数，它随θ变化规律如图3.4虚线所示，

为集电极电压利用系数。

当ξ=1时，由式（3―18）可求得不同工作状态下放大器效率分别为：

甲类工作状态，θ=180°，g1（θ）=1，ηc=50%；

乙类工作状态，θ=90°，g1（θ）=1.57，ηc=78.5%；

丙类工作状态，θ=60°，g1（θ）=1.8，ηc=90%

可见，丙类工作状态的效率最高。

3．信号类型与导通角的选择

高频功率放大器放大的信号可能是调幅波，也可能是等幅波，或者用于倍频，不同的信号要求导通角的选择不同。

下面从等幅波（常见于调频波或等幅电报）功率放大，调幅波功率数大，n次谐波倍频（倍频器）这三种场合来讨论导通角的选择。

1）等幅波功率放大

谐振功率放大器最基本的应用是进行等幅波功率放大。

为了兼顾输出信号功率和效率的要求，对放大等幅波，通常选择最佳导通角为θ=60°-70°，当ξ=1时，效率可达85%左右，常用于调频波、调相波、等幅电报及某些数字调制信号的发射。

2）调幅波功率放大

调幅波的振幅不是衡量，因此进行功率放大时，若将工作状态选为丙类，此时，集电极电流脉冲的基波分量幅度为

                 Ic1=iCmaxα1（θ）=GUbm（1-cosθ）α1（θ）

式中，Ubm是调幅波的瞬时幅度。

由于Ubm不是恒定的，因此导致iCmax和导通角θ随着改变，输出基波电流Ic1m不再与输人电压Ubm成比例，会出现波形失真。

为了不产生失真，调幅波末级谐振功率放大器的工作状态选为乙类，这时θ=90°，α1（90°）=0.5因此

Ic1=0.5GUbm

从上式可见，在乙类工作状态下的基波电流幅度正比于输入信号电压幅度，不会产生波形失真。

对工作于乙类状态的谐振功率放大器称为“乙类线性放大器”，最佳导通角θ=90°，实际应用时可以在兼顾输出功率和效率的同时作适当调整，以避免调幅波出现失真。

3）n次谐波倍频器

当谐振功率放大器的集电极回路调谐于n次谐波时，输出回路就对基频和其它非n次谐波呈现较小阻抗，而对所需要的n次谐波呈现很大的谐振电阻，因此在输出回路两端获得n次谐波输出，通常把这类电路称为丙类倍频器。

其导通角的选择依所需谐波的倍率而定，最佳倍频导通角选择大致是:

二倍频时取60°，三倍频时约取40°，一般有

这里n一般不大于5，否则倍频效率过低。

如果实际需要增加倍频次数，可将倍频器级联使用,或采用其他倍频电路。

实用电路

1．14MHz,21MHz短波倍频放大器电路分析

图2-16

图2-16所示放大器可用来放大输入频率的2倍或3倍谐波，因此，这个放大器工作于丙类，集电极电流导通角较小，可将输入频率7MHz进行2倍频、3倍频。

图中，用切换开关S位置改变L1两端的并联电容值选择不同倍率谐波，图中S位置L1两端的并联电容总值约100pF，回路谐振在l4MHz；当开关S断开后L1两端的并联电容值约50pF，回路谐振在2lMHz。

因此电路具有l4MHz或2lMHz两个频率输出选择。

电路中L1采用抽头输出实现阻抗匹配，RFC为高频扼流圈避免高频信号串入电源影响其它电路，发射极阻容元件实现自给偏压。

该电路可用于短波通信实现倍频发射。

2．集电极调幅电路

下图为调制线好，调制效率较高的集电极调幅调制电路。

图？

低频放大部分为变压器输出乙类推挽方式，Tr2、Tr3的低频输出由调制变压器T2叠加在高频功率放大器的功率晶体管Tr4的集电极直流电压上，用声音输入信号控制集电极载波的幅度，故称集电极调制。

电路中输入耦合电路实现高频功率放大器与前级电路的耦合匹配，输出电路为Л型选频匹配网络，实现放大器输出阻抗与50Ω天线之间的阻抗匹配作用。