并网逆变器控制精要.ppt

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1,并网逆变器矢量控制与直接功率控制,孙丹浙江大学电气工程学院,2,DPC概念,直接转矩控制（DTC）采用电压空间矢量，跳过电流控制环节，通过控制电机定子磁链矢量的大小和转速，进而控制定、转子磁链矢量间夹角（转矩角或功率角），达到直接控制转矩的目的。

因P1=Te1，对功率P1的控制即为对转矩Te的控制基于DTC的原理，开发出直接功率控制（DPC）技术。

3,DPC用途,可用于交流调速传动，但主要用于可逆传动的网侧变换器控制,4,DPC用途,变速恒频风力发电机的交流励磁变频器的网侧变换器,5,DPC用途,光伏发电系统并网逆变器,6,DPC用途,静止无功补偿装置（STACOM）的电压源型变换器（VSC）,7,网侧PWM变换器,网侧PWM变换器的主电路,VSC交流侧（pole）,交流输入阻抗,交流电网,VSC,直流侧,8,网侧PWM变换器,设功率器件为理想开关，由基尔霍夫电压、电流定理可得：

（3.1.1）式中：

、分别为三相桥臂的开关函数。

9,网侧PWM变换器,三相无中线的系统中有：

（3.1.2）则（3.1.3）该模型对包括电网电压不平衡、电压畸变等一般情况的分析都适用。

10,网侧PWM变换器,三相电网电压基本平衡时：

（3.1.4）则三相静止坐标系下网侧PWM变换器的数学模型为：

（3.1.5）,11,网侧PWM变换器,考虑交流侧输出的线电压为：

（3.1.6）输出相电压为：

（3.1.7）其中，,12,网侧PWM变换器,则有：

（3.1.8）,13,网侧PWM变换器,两相静止-坐标系下网侧PWM变换器的数学模型其中：

、-交流电网电压、分量值；、-交流输入电流、分量值；、-变换器中三相全控桥（VSC）交流侧电压、分量值；、-开关函数的、分量。

14,网侧PWM变换器,同步旋转坐标系下网侧PWM变换器的数学模型（3.1.21）其中：

、-交流电网电压、轴分量；、-交流输入电流、轴分量；、-三相全控桥（VSC）交流侧电压、轴分量；、-开关函数的、轴分量；-电网电压的角频率。

15,网侧PWM变换器及其控制,为电网电压矢量将坐标系d轴定向于电网电压矢量，则有电网电压定向后,16,网侧PWM变换器及其控制,网侧PWM变换器的稳态分析同步旋转坐标系下，稳态时各状态变量的导数等于零，可得稳态方程为：

（3.1.23）（3.1.24）,17,网侧PWM变换器及其控制,网侧PWM变换器稳态电压空间矢量图（a）一般情况图中，为线路的阻抗，为功率因数角,（b）忽略电阻且功率因数为1,ig=,18,网侧PWM变换器及其控制,从图可见，若控制交流输入功率因数一定，则变换器交流侧电压空间矢量vg的末端将始终沿阻抗三角形的斜边滑动规律：

在相同的输出负载下（即相同），变换器电流含超前电流分量（），需要较高的直流母线电压；变换器电流含滞后电流分量（），需要的直流母线电压要低一些。

19,网侧PWM变换器及其控制,规律：

如忽略电阻，功率因数为1时的稳态电压空间矢量关系如图3.2（b）所示,可以发现，输出负载越大，所需最低直流母线电压就越高，即使在空载时也要高于电网线电压峰值，这是网侧PWM变换器的Boost电路升压特性决定的。

20,网侧PWM变换器及其控制,网侧PWM变换器的瞬时功率分析从电网吸收的有功功率和无功功率为：

（3.1.30）（3.1.31）在坐标系d轴定向于电网电压的同步旋转坐标系统中，有：

则（3.1.32）（3.1.33）,21,网侧PWM变换器及其控制,说明:

大于零表示网侧PWM变换器工作于整流状态，从电网吸收能量；小于零表示网侧PWM变换器处于逆变状态，能量从直流侧回馈到电网。

大于零表示网侧PWM变换器呈容性，从电网吸收超前的无功；小于零表示网侧PWM变换器呈感性，从电网吸收滞后的无功。

可见：

电流矢量的d、q轴分量和实际上分别代表了变换器的有功电流分量和无功电流分量。

22,网侧PWM变换器及其控制,单位功率因数整流工况时的功率流向（a）整流运行图3.3网侧PWM变换器在单位功率因数运行时的功率流动示意图-电网提供的有功功率；-直流侧负载功率；-交流侧线路电阻功耗；-变换器开关和导通损耗-直流母线电容等效并联电阻损耗、电容充放电功率图3.3（b）表示由直流侧有源负载提供的有功功率回馈给电网并补偿各种损耗功率的情况。

（b）逆变运行,23,网侧PWM变换器及其控制,忽略各种损耗后，变换器的直流侧与交流侧的功率平衡关系：

（3.1.34）由式（3.1.25）可得：

（3.1.35）,24,网侧PWM变换器及其控制,功率方程变为：

（3.1.36）（3.1.37）表明：

调节变换器交流侧电压空间矢量的两个分量，可以调节变换器从电网吸收的有功和无功分量，使变换器在不同的有功、无功状态下作四象限运行。

-igq,-igd,25,网侧PWM变换器及其控制,网侧PWM变换器控制概况网侧PWM变换器的主要的功能是保持直流母线电压的稳定、输入电流正弦和控制输入功率因数。

直流母线电压的稳定与否取决于交流侧与直流侧的有功功率是否平衡。

如果能有效地控制交流侧输入有功功率，则能保持直流母线电压的稳定。

由于电网电压基本上恒定，所以对交流侧有功功率的控制实际上就是对输入电流有功分量的控制。

输入功率因数的控制实际上就是对输入电流无功分量的控制，输入电流波形正弦与否主要与电流控制的有效性和调制方式有关。

因此，整个网侧PWM变换器的控制系统可以分为两个环节:

电压外环控制及电流内环控制，如图3.4所示。

26,网侧PWM变换器及其控制,图3.4网侧PWM变换器电流闭环控制系统,电流开环控制也称为间接电流控制，根据网侧PWM变换器的稳态方程设计，无电流传感器，成本较低，其静态特性好，控制结构简便，但在暂态过程中有近100%的电流超调和剧烈振荡，无法实用。

27,网侧PWM变换器及其控制,电流闭环控制器种类很多可以把网侧PWM变换器交流侧主电路看成一台虚拟的交流电机来分析。

图3.5网侧PWM变换器交流侧主电路等效虚拟交流电机定子绕组示意图,28,网侧PWM变换器及其控制,凡是用于PWM逆变器供电交流电机的高性能控制方法大都均可应用于网侧PWM变换器的控制。

如:

电网电压定向矢量控制（VoltageOrientedControl（VOC）;电网磁链定向矢量控制（FluxOrientedControl（FOC）;虚拟电网磁链定向矢量控制（VirtualFluxOrientedControl（VFOC）;直接转矩控制（DirectTorqueControl（DTC）;直接功率控制（DirectPowerControl（DPC）等。

29,网侧PWM变换器及其控制,网侧PWM变换器控制与PWM逆变器驱动交流电机控制之间的关系,网侧VSC,机侧VSC,网侧PWM变换器及其控制,在网侧PWM变换器的电流控制中，以电网电压矢量d轴定向的电压电流双闭环控制最为广泛。

为省掉电压传感器，也可以采用虚拟电网磁链定向。

图3.21虚拟电网磁链定向的无电网电压传感器网侧PWM变换器矢量控制框图,图中，利用两相电流和桥臂的开关信号估计出虚拟电网磁链的、分量，进而得到的正弦、余弦值，以此进行坐标变换。

31,网侧PWM变换器及其控制,图中，利用两相电流和桥臂的开关信号估计出虚拟电网磁链的、分量；进而得到的正弦、余弦值；以此进行坐标变换，获得无电网电压传感器的d轴虚拟磁链定向的同步旋转坐标系统，据此实现了相应的矢量控制。

图3.19d轴虚拟电网磁链定向的网侧PWM变换器稳态矢量图,32,VSCVOC策略,网侧PWM变换器（VSC）传统控制方式-矢量变换控制（VOC）原理:

将VSC网侧交流电流分解成有功、无功分量，采用2个PI电流调节器控制2分量电流，实现有功、无功功率的间接控制缺点:

有复杂的坐标旋转变换；电流调节器整定难，特性受运行状态变化大；电网电压不平衡时必须分解成正负序两套系统下实施d-q解耦控制；PI为线性控制器难满足非线性系统的优化控制。

33,VSCDPC策略,（传统）DPC策略根据：

瞬时有功、无功功率的误差VSC交流侧电压矢量的空间位置采取二位滯环调节器，从优化的开关表中选择VSC三相开关状态（即电压空间矢量），直接控制产生的瞬时功率大小，达到消除功率误差的目的。

优点：

功率调节动态响应快无需矢量旋转变换、线性PI调节器及其引发缺陷能适应不平衡电压下的控制,34,VSCDPC策略,缺点：

静态性能优劣取决滯环调节器带宽，有静动态特性矛盾VSC开关频率不恒定，带来滤波器设计困难、电流波形畸变、损耗发热及冷却有问题动态性能还与电网、负载及运行工况有关摆脱滞环控制器及查表方式的传统DTC策略，采用定频后计算各矢量的优化作用顺序及时间，实现开关频率恒定、功率波动小、电流畸变小的新型DTC策略-预测直接功率控制（PredictedDirectPowerControl-P-DPC）,35,VSCDPC策略,瞬时有功、无功功率定义并网VSC电压、磁链关系

（1）

（2）（3）并网VSC等值电路,（a）静止坐标系,36,VSCDPC策略,（b）同步速d-q坐标系,同步速d-q坐标系内VSC电路方程（4）（5）（6）,37,VSCDPC策略,当坐标系d轴定向在定子磁链矢量s上时有（7）（8）Fig.2同步速坐标系中电网及网侧变换器交流侧磁链矢量,38,VSCDPC策略,从电网输入的有功、无功功率则（10）（9）,说明:

控制d、q轴VSC磁链cq、cd,可以独立地控制Ps、Qs,0,0,0,39,VSCDPC策略,传统DPC策略当sd、1恒定时（11）说明:

有功Ps、无功Qs的变化取决于d、q轴VSC磁链cq、cd,的变化根据,有离散化（12）,说明：

控制所施加的电压矢量,可控制磁链的变化；磁链矢量沿所施加的电压矢量方向运动；运动速度正比于电压矢量的大小。

40,VSCDPC策略,对于三相、二电平VSC，共有6个有效电压矢量，二个零电压矢量,（a）图3（a）两电平变换器（b）电压空间矢量及其扇区划分,（b）,41,VSCDPC策略,如果电网磁链矢量s的空间位置己知，则每个电压矢量对VSC磁链分量cq、cd的作用效果就可决定，继而可决定出对有功、无功功率的影响按此原则可规划出优化开关表，决定出减少有功、无功功率控制误差的最佳电压空间矢量-传统查表法LUT-DPC策略,42,VSCDPC策略,查表法（Look-Up-Table）LUTDPC依据:

（13）电压空间矢量平面均分6或12等分（区间）根据电源磁链矢量s的空间位置,可确定出各电压矢量对VSC磁链分矢量cq、cd的影响,继而确定出对有功、无功功率Ps、Qs的影响,Fig.3d-q及-坐标系电网及网侧变换器磁链空间矢量,43,VSCDPC策略,实测有功功率Ps、无功功率Qs，分别与其指令值P*s、Q*s相比较，其误差经滞环调节器调节，分别输出有功功率控制信号SP、无功功率控制信号SQ定义：

（14）,Fig.4SchematicdiagramofLUT-DPCforDC/ACconverters,44,VSCDPC策略,按此原则可规划出优化开关表，决定出减少有功、无功功率控制误差的最佳电压空间矢量-传统查表法LUT-DPC策略区间（）优化电压空间矢量表,表一：

优化开关表,45,VSCDPC策略,说明：

根据:

PSpcqVQSqcdV有:

V3:

cd0P0Sp=1,区间（II）,46,VSCDPC策略,Sq=0Q=0时,选用只改变一桥臂元件的电压矢量,以降低开关频率。

此时一般采用零矢量，但V0/V7则按开关次数少者选用。

若Sp=-1P0V3/V2按开关次数少选V2、V6、V4对P、Q的作用（即Sp、Sq）可同理类推其他区间内电压空间矢量对P、Q的作用（即Sp、Sq）亦可同理类推,在两相邻区间的边界处，各电压矢量对VSC磁链矢量c的影响可能十分明显，也可能十分微弱，这将影响被控功率波动严重、电流谐波畸变，必须对开关表进行改进。

47,VSCDPC策略,改进查表法（ModifiedLook-Up-Table）MLUTDPC以电源磁链矢量s位于（）（）区间交界处为例,分析V2、V6对P、Q的影响,图5-坐标系的电网磁链矢量及电压空间矢量,其中s靠近何处边界可以来描述,48,VSCDPC策略,V2:

V2,V6=/3,=/6Qcd=V2sint=Vsin（/6）tPcq=V2cost=Vcos（/6）tV6:

V6,V4=/3,Qcd=V6cos（/3）t=Vcos（/3）tPcq=V6sin（/3）t=Vsin（/3）t,由于+/6,V2对P（cq）影响显著,而对Q（cd）影响微弱;而V6对P（cq）影响微弱,而对Q（cd）影响显著。

结论:

两区间边界区域作用的电压空间矢量应从减少功率波动角度作优化选择,d,q,49,VSCDPC策略,得到改进后的开关表表,表2改进开关表,50,VSCDPC策略,分析Sq=0,Sp=-1时采用V2/V6取决于谁可使开关频率低（仅使一桥臂元件动作）;在靠近区间（）（）边界（-/6）的子区间（）-1内,采用V2会引起大的无功波动（Q、cd大），应避免使用；在靠近区间（）（）边界（+/6）的子区间（）-3内,采用V6会引起大的无功波动（Q、cd大），应避免使用；在子区间（）-2内，应交替使用零矢量V0/V7为此，细化区间为，（/6-2），三个子区间，分别采用不同电压空间矢量的大小会影响DPC性能。

51,VSCDPC策略,六个区间细化后，可得改进后的开关表,TableModifiedswitchingtable,TableModifiedswitchingtable,52,VSCDPC策略,仿真研究系统参数,控制方法VC：

采样频率5kHz,开关频率2.5kHz传统LUT-DPC：

采样频率40kHz改进LUT-DPC：

采样频率40kHz,=15o,53,VSCDPC策略,运行工况-有功:

P=01kW（输出）0-无功:

Q=+500Var（感性）-500Var（容性）特性曲线,（a）传统LUT-DPC,54,VSCDPC策略,特性曲线,（c）VCFig.8.Simulationresultsofusingvariouscontrolmethodduringactiveandreactivepowersteps:

（a）activepowerinput（W）;（b）reactivepowerinput（VAr）;（c）three-phaseACcurrent（A）,（b）改进LUT-DPC,55,VSCDPC策略,动态响应:

DPC在几ms;VC长（取决于PI调节器参数引起的调节过程）;功率波动:

传统LUT-DPC大,特别在子区间（）-3内Sq=0,Sp=-1时,传统LUT-DPC用V6,波动大,改进LUT-DPC用V2,波动小。

（a）传统LUT-DPC（b）改进LUT-DPCFig.9传统和改进LUT-DPC比较,56,VSCDPC策略,实验研究实验系统（系统参数同仿真）图10实验系统结构图,57,VSCDPC策略,特性曲线

（1）动态响应:

DPC比VC快；,传统LUT-DPCFig.11Experimentalresultsofusingvariouscontrolmethodduring1000Wactiveand1000VArreactivepowersteps:

（1）activepowerinput（660W/div）;

（2）reactivepowerinput（660VAr/div）;（3）sourcephaseavoltage（100V/div）;（4）phaseacurrent（5A/div）,PQ,58,VSCDPC策略,（b）改进LUT-DPCFig.11Experimentalresultsofusingvariouscontrolmethodduring1000Wactiveand1000VArreactivepowersteps:

（1）activepowerinput（660W/div）;

（2）reactivepowerinput（660VAr/div）;（3）sourcephaseavoltage（100V/div）;（4）phaseacurrent（5A/div）,PQ,59,VSCDPC策略,（d）矢量控制Fig.11Experimentalresultsofusingvariouscontrolmethodduring1000Wactiveand1000VArreactivepowersteps:

（1）activepowerinput（660W/div）;

（2）reactivepowerinput（660VAr/div）;（3）sourcephaseavoltage（100V/div）;（4）phaseacurrent（5A/div）,PQ,60,VSCDPC策略,

（2）传统LUT-DPC存在电流与无功功率波动,（a）Ps=-500W,Qs=500VAr（b）Ps=-500W,Qs=-500VArFig.12ComparisonoftheconventionalandmodifiedLUT-DPCfordifferentactiveandreactivepowercombinations（660VA/div）.,61,VSCDPC策略,（c）Ps=-1000W,Qs=500VAr（d）Ps=-1000W,Qs=-500VArFig.12ComparisonoftheconventionalandmodifiedLUT-DPCfordifferentactiveandreactivepowercombinations（660VA/div）.LUT-DPC缺陷：

不论开关表如何改进，但基于LUT-DPC总有开关频率不恒定的弊病。

为在恒定开关频率下限制功率波动，可采用预测直接功率控制。

62,VSCDPC策略,预测直接功率控制（PredictedDPC）思想由（5）有（15）（16）,将式（16）代入sd、1恒定的式（11）（11）,63,VSCDPC策略,得（17）经离散，则很小时间Ts内的有功、无功功率变化可表达为（18）结论：

预测DPC原理就是根据式（18）,计算出下一个釆样周期所需的VSC输出电压,以期使下一个采样周期内消除所控功率误差。

64,预测DPC策略,预测DPC算法设第k次采样时刻的有功、无功功率误差为（19）VSC控制目标:

使下一个采样周期Ts的终点消除输出功率误差,即（20）则下一个采样周期Ts所需有功、无功功率变化为（21）,65,预测DPC策略,对功率指令采取零阶采样-保持处理:

;则式（21）可简化为（22）根据式（18）,（18）确保下一釆样周期Ts产生出所需功率变化的VSC平均电压应为（23）,0,66,预测DPC策略,将后代入,由:

还可求得（24）,67,预测DPC策略,一旦同步速坐标系中所需VSC输出平均电压求得,经变换到静止坐标系和PWM调制后,便可生成开关器件触发脉冲,实现VSC的预测直接功率控制策略,如图3所示Fig.3schematicdiagramoftheproposedDPCstrategy,68,预测DPC策略,PWM电压空间矢量的优化选择PWM调制环节用于整合不同电压矢量,实现式（24）的VSC平均电压作用效果对于三相、二电平VSC,就是如何在每个PWM开关周期整合零矢量和二个相邻有效矢量的作用,以图2为例,因VSC电压矢量Vc（领先磁链矢量c90o）位于区间（）,则二相邻有效矢量应选为V2（110）与V3（010）,因为两者只需a相桥臂一个开关动作。

69,预测DPC策略,PWM电压空间矢量的顺序安排原则:

根据VSC电压矢量Vc的位置和大小,计算出一个PWM采样周期Ts内零电压及有效电压矢量的作用时间;电压矢量的作用顺序安排对功率波动有很大影响。

PWM区间Ts内三种不同电压矢量安排及对有功无功功率波动的影响（图2）,70,预测DPC策略,Fig.4powervariationunderdifferentvoltagevectorsequences,71,预测DPC策略,安排规律：

（A）序列A：

两相邻采样周期Ts内，电压矢量顺序相同。

（B）序列B：

两相邻采样周期Ts内，有效电压矢量顺序相反,但只用V0（C）序列C：

两相邻采样周期Ts内，电压矢量顺序相反,V0、V7交替使用。

效果:

采样周期Ts终点,瞬时PS、QS均被调制到指令值PS*、QS*。

但：

序列A：

PS、QS平均值不等于PS*、QS*，特别是PS；序列B、C：

因2Ts内波形对称，PS、QS平均值等于PS*、QS*；序列C：

因Ts终点插入V7，有功PS波动小；三种序列有相同的无功QS波动。

72,预测DPC策略,原因分析：

某电压矢量作用下的功率波动可通过改写式（18）来预测，即用（25）对于零矢量,Vcd=Vcq=0,则有（26）由于LsIs远比电源磁链s小,则零矢量作用下PS0（PS增大）,而QS0（QS不变）,0,0,73,预测DPC策略,分析V2、V3作用因V2q、V3q0PS0QS0QSV3d0QS0QS故V2、V3作用PS、QS曲线走势如图,（图）,74,预测DPC策略,仿真研究系统参数,开关频率2.5kHz,采样频率5kHzTableIParametersusedinsimulatedvscsystemVSC,75,预测DPC策略,动态响应,Fig.5（A）Variousactiveandreactivepowersteps（a）:

Activepowerinput;（b）Reactivepowerinput;（c）ThreePhaselinecurrents;,Ps=-300W（VSC输出）0+300W（VSC输入）Qs=-300Var（感性）0+300Var（容性）,Ps,Qs,ThreePhaselinecurrents,P、Q解耦性好2Ts内P、Q波形（图5（B）与序列C分析（图4）吻合,76,预测DPC策略,实验研究实验系统,Fig.6Experimentalsetup,77,预测DPC策略,动态响应,（A）ProposedDPC（B）Traditionalvectorcontrol（a）Activepowerstepfrom300Wto-300WFig.7Experimentalresultsundervariousactiveandreactivepowersteps:

（1）ActivepowerInput（1kW/div）;

（2）Reactivepowerinput（1kVAr/div）;（3）PhaseAvoltage（100V/div）;（4）PhaseAcurrent（5A/div）.,Ps,Qs,78,预测DPC策略,（A）ProposedDPC（B）Traditionalvectorcontrol（b）ReactivepowerStepfrom300VArto-300VArFig.7Experimentalresultsundervariousactiveandreactivepow