WiMAX系统中导频和信道估计文档格式.docx

WiMAX系统中导频和信道估计文档格式.docx

《WiMAX系统中导频和信道估计文档格式.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《WiMAX系统中导频和信道估计文档格式.docx（10页珍藏版）》请在冰点文库上搜索。

接收端与发射端互为逆过程。

OFDMA子信道分配分为完全使用子信道（FUSC）和部分使用子信道（PUSC）。

FUSC是先选择导频子载波，再将剩下的子载波分成子信道进行数据传输；

而PUSC是先把可用子载波分成子信道，再在每个子信道中选择导频子载波。

MIMO技术主要包括发射分集和空间复用[3]。

WiMAX系统中支持的有空时分组码（STBC），空频分组码（SFBC），跳频分集码（FHDC），垂直分层空时码（V-BLAST）和水平分层空时码（H-BLAST）[1]。

下行链路中支持2根、3根和4根发射天线，上行链路中仅支持2根发射天线[1]。

对于不同发射天线数，有A、B、C这3种编码矩阵[1-2]。

WiMAX系统中的子载波分为3种：

数据子载波，用于传输数据；

导频子载波，用于各种估计或同步；

空子载波，包括保护子载波和直流（DC）子载波，不用于传输[4]。

802.16e的目标是能够向下兼容802.16d，其物理层实现与802.16d基本一致，主要差别在于对OFDMA进行了扩展。

802.16d中，仅规定了2048点OFDMA。

而802.16e中，可以支持2048点、1024点、512点和128点，以适应不同地理区域从20MHz到1.25MHz的信道带宽差异。

本文的信道估计是针对802.16e标准进行研究的，其同样适用于802.16d。

2WiMAX-MIMO-OFDMA系统导频图案

OFDMA系统中下行（DL）子信道分配方法包括DL-PUSC、DL-FUSC、下行可选完全使用子信道（DL-OFUSC）、支持自适应调制编码（AMC）子信道的可选子信道分配等，上行（UL）子信道分配方法包括UL-PUSC、上行可选部分使用子信道（UL-OPUSC）、支持AMC子信道的可选子信道分配[1]。

本文重点介绍其中5种。

2.1DL-PUSC

首先将可用子载波（数据子载波和导频子载波）分成基本簇，一个子信道包含两个基本簇，一个基本簇包含两个时间符号，占用每个符号中的14个子载波，如图1所示。

DL-PUSC是下行部分使用子信道，所有导频随着基本簇的划分被分成6个组，这6个组又分给不同的扇区，每个扇区调用其中的一个或多个组。

DL-PUSC支持2根和4根发射天线，不同天线间的导频通过时域和频域区分，其变化周期为4个时间符号。

2.2DL-FUSC

DL-FUSC调用所有子信道，首先在可用子载波中指定导频子载波，然后将剩下的数据子载波分成子信道。

导频子载波分为固定导频和可变导频，分别包含固定和可变的两个导频集。

导频集中导频子载波数目和位置随子载波个数的不同而不同[1]。

固定导频不随时间变化，可变导频根据奇符号和偶符号改变导频子载波，导频位置的计算如式

（1）所示：

PilotLocation=VariableSet#x+6×

（SymbolNumbermod2）

（1）

其中，x=0或1，SymbolNumber表示第m个符号，m从0开始。

DL-FUSC支持2根或4根发射天线，其变化规则如下：

（1）2根发射天线：

在偶时间符号内，天线0使用VariableSet#0和ConstantSet#0，天线1使用VariableSet#1和ConstantSet#1；

在奇时间符号内，天线0使用VariableSet#1和ConstantSet#0，天线1使用VariableSet#0和ConstantSet#1。

其中，可变导频子载波每2个符号变化一次，如式

（2）所示：

floor（（SymbolNumber/2）mod2）

（2）

（2）4根发射天线：

在偶时间符号内，天线0使用VariableSet#0和ConstantSet#0，天线1使用VariableSet#1和ConstantSet#1，天线2使用VariableSet#0＋1，天线3使用VariableSet#1＋1；

在奇时间符号内，天线0使用VariableSet#1，天线1使用VariableSet#0，天线2使用VariableSet#1＋1和ConstantSet#0，天线3使用VariableSet#0＋1和ConstantSet#1。

其中，可变导频子载波的位置也是每两个符号变化一次。

2.3DL-OFUSC

这种分配方法调用所有的子信道，先分配导频载波，再将剩下的数据子载波分成子信道。

导频子载波的分配方法是：

每9个可用子载波为一组，分为若干子载波组，每组指定一个导频子载波，导频子载波的位置根据OFDMA符号的时间序号而改变。

如果9个连续子载波的编号是0~8，则导频子载波的编号是3l＋1，l=mmod3（m是OFDMA符号序号）。

DL-OFUSC支持2根、3根或4根发射天线。

2.4UL-PUSC

和DL-PUSC一样，首先将所有可用子载波分成“单元块”，每个单元块由3个连续符号上的4个连续子载波组成，导频子载波位于每个单元块的四角，如图2所示。

子信道由6个不相邻单元块构成。

UL-PUSC仅支持2根发射天线，其变化规则见图3。

2.5UL-OPUSC

该方法中每个子信道包含6个单元块，每个单元块由3个连续符号上的3个连续子载波构成，导频子载波指定为第二个子载波上的第二个符号。

UL-OPUSC仅支持2根发射天线。

2.6五种导频模式分析比较

（1）分配导频数

DL-FUSC和DL-OFUSC属于下行导频模式，调用了所有的子信道，接收端可以得到全部导频信号；

DL-PUSC属于下行使用子信道的导频模式，每个扇区调用其中的一个或多个组，接收端得到的导频多少和调用组的数目和型号有关；

UL-PUSC和UL-OPUSC属于上行部分使用子信道的导频模式，一个用户分配其中的一个或多个子信道，接收端得到的导频多少与分配的子信道数目有关。

（2）导频开销

UL-PUSC>

UL-OPUSC>

DL-PUSC>

DL-OFUSC>

DL-FUSC。

（3）导频功率

DL-PUSC、DL-FUSC、DL-OFUSC和UL-OPUSC这4种模式中，导频处功率比平均数据功率高2.5dB；

而UL-PUSC模式中，两者相等。

3WiMAX-MIMO-OFDMA系统中的信道估计

目前的信道估计种类繁多，本文就3种典型的估计方法进行研究。

仿真条件为：

子载波个数是1024，载频为3.5GHz，信道模型采用6径的典型城市（TU）信道[5]，循环前缀是64，发射接收天线分别为2和1，车速是50km/h，采用1/2卷积编码加交织，其他不同条件下的信道估计仍可参考这些仿真图。

3.1时域LS信道估计

（1）时域LS信道估计算法原理

时域LS信道估计器实际是一个解相关器，接收信号通过和伪逆矩阵相乘分离出信道特性。

算法假设接收端知道每个径的具体延时，但不知道确切增益。

若一根发射天线的一个时间符号上有M个导频{ai（mk）},k=0,1…M-1，i表示第i根发射天线，mk表示第k个导频所处的子载波，mk∈{0…N-1}，N为子载波个数，那么接收到的导频信号，其矩阵形式如式（3）所示（为了简化，省略掉接收天线和时间序号）：

其中，

代表第k个导频子载波上的接收信号；

hi=[hi（0）,hi

（1）…hi（L-1）]?

祝，hi（l）代表了第一径的复信道增益；

hpi是加性高斯噪声向量；

Tpi=diag[ai（mk）/k=0…M-1]是一个Mp×

Mp的对角矩阵，Wpi见式（4）：

Wpi是M×

L的傅立叶变换矩阵，?

子i,i=0…L-1是每径的时延，Tu是符号周期。

因为（Tpi）HTpi=dI，d为常数，I为单位阵，所以信道的时域冲激响应如式（5）所示：

hLS=（（TpiWpi）HTpiWpi）-1（TpiWpi）HYpi

=1/d（（Wpi）HWpi）-1（TpiWpi）HYpi（5）

然后把时域冲激响应hLS转换到频域，就得到所需的信道频域响应。

（2）时域LS信道估计仿真性能及分析

分配的导频数目对时域LS估计器影响较大，此估计器非常适合下行FUSC和下行可选FUSC模式；

对于下行PUSC，如果只分配一个组时，一般不采用（子信道分配数目与组的型号有关）；

对于上行的导频模式，只有用户分配到的子信道数为两个以上时方可采用。

另外，估计性能还与导频功率有关，在导频载波数相同的情况下，上行PUSC性能较差。

图4是时域LS信道估计的均方误差（MSE）性能比较图。

3.2频域LS信道估计与插值

WiMAX-MIMO-OFDMA系统的导频模式是二维离散的，第k个子载波的频域LS信道估计H（k）如式（6）所示：

其中Y（k）、H（k）、p（k）和W（k）分别表示第k个子载波的接收信号、信道频率响应、导频信号和高斯白噪声。

WiMAX系统中，定义了保护子载波，而且导频不是以2的n次方等间隔插入，这样，公式（6）不能进一步化简，存在求逆计算，复杂度较高，目前的硬件条件难以实现。

另外，此算法需要预先知道信道多径时延，这给信道估计也带来了一定不便。

对于频域LS信道估计，只能得到离散点的信道状态信息，要得到全部子载波的响应，必须进行插值。

目前，线性插值（Linear），三次样条插值（Spline）和最近点插值（Nearest）是3种常见的方法。

Linear插值相当于把相邻的数据点用直线连接进行插值；

Spline插值是利用已知数据求出样条函数后，按照此函数插值，其曲线最光滑，但当数据分布不均匀时，结果不理想；

Nearest插值是根据已知两点间的插值点和这两点间的位置远近来插值，实现最简单，但插值最粗糙。

由于插值结果与导频密度，导频功率和导频图案有关，并不是所有模式都适合使用，下面分别进行分析：

（1）下行PUSC：

此模式下的插值是以簇为单元，每根天线在簇中的每个时间符号上仅分配到一个导频载波，因此，只能采用Nearest插值。

（2）下行FUSC：

3种插值方法都可采用。

但是下行FUSC的导频分布及不均匀，采用Spline插值时，性能较差，另外，Nearest插值性能较差。

综上，建议选择Linear插值。

（3）下行可选FUSC：

3种插值都可采用。

此模式的导频分布较均匀，高性噪比时，Spline性能甚至比Linear好。

但低信噪比时，由于受噪声影响，Spline性能不如Linear。

（4）上行PUSC：

此模式下的插值是以块为单元，每根天线在块中每个时间符号上至多分配到一个导频载波，因此，只能采用Nearest插值。

（5）上行可选PUSC：

此模式可采用Linear插值和Nearest插值，其中，Linear性能较好。

另外，比较常见的还有滤波器插值（如维纳插值），但由于复杂度较高，不予说明。

图5是频域LS信道估计与插值的MSE性能比较图。

3.3基于FFT的信道估计算法

基于FFT的信道估计只适合于导频以2的n（n为非负整数）次方等间隔插入的情况。

而WiMAX-MIMO-OFDMA系统中，不仅存在保护子载波，而且导频也非2的n次方等间隔插入，因此要利用这一估计方法，必须做一些改进。

下面是具体步骤：

采用频域LS算法得到导频处的信道频域响应；

对离散的信道状态信息插值，得到可用子载波处的信道频域响应；

构建频域连续性，即对保护子载波部分进行插值（鉴于复杂度问题，可采用Linear插值），得到N点的信道频域响应HLS；

将HLS（k）经过IFFT操作转换到时域：

h1（n）=IFFT[HLS]；

保留h1的前LCP点（循环前缀长度）和后Ltail点（根据当前信道类型和导频个数取值），中间置0，减小噪声影响：

将h2（k）经过FFT操作转换到频域，即得所需信道估计值：

HFFT（k）=FFT[h2（n）]。

这一方法仅适用于下行FUSC和下行可选FUSC，但考虑到下行FUSC的导频分布不均匀，插值性能不好，建议不采用。

下行可选FUSC中的MSE性能如图6所示。

4结束语

本文仿真比较了WiMAX-MIMO-OFDMA系统中的信道估计，得出了每种导频模式下的最优信道估计：

（1）下行PUSC：

导频分配较多时，时域LS信道估计最优，否则采用频域LS估计和Nearest插值；

（2）下行FUSC：

时域LS估计最优，其它方案性能较差；

（3）下行可选FUSC：

时域LS估计最优，其次可选改进的FFT信道估计；

（4）上行PUSC：

用户分配到较多子信道时，时域LS信道估计最优，否则采用频域LS估计和Nearest插值；

（5）上行可选PUSC：

用户分配到较多子信道时，时域LS估计最优，否则采用频域LS估计和Linear插值。

另一方面，考虑到目前的硬件水平，时域LS估计较难实现，可采用次优的简单算法。

5参考文献

[1]IEEEStd802.16e-2005.IEEEstandardforlocalandmetropolitanareanetworks,Part16:

Airinterfaceforfixedandmobilebroadbandwirelessaccesssystemsamendment2:

Physicalandmediumaccesscontrollayersforcombinedfixedandmobileoperationinlicensedbandsandcorrigendum1[S].2006.

[2]IEEEStd802.16-2004.IEEEstandardforlocalandmetropolitanareanetworks,Part16:

Airinterfaceforfixedbroadbandwirelessaccesssystems[S].2004.

[3]王文博,郑侃,等.宽带无线通信OFDM技术[M].北京:

人民邮电出版社，2003.

[4]YAGHOOBIH.ScalableOFDMAphysicallayerinIEEE802.16wirelessMAN[J].IntelTechnologyJournal,2004,8（3）:

201-212.

[5]GSM05.05version5.0.0[S].1996.

作者简介：

刘光毅，博士，2006年毕业于北京邮电大学，现任中国移动通信研究院无线所项目经理，CCSAB3G工作组副组长，中国IMT-Advanced推进组技术子组副组长，IEEE和IEICE会员。

主要研究方向为3G的演进、MIMOOFDMA的跨层无线资源管理、协作式Relay、感知无线电、异构系统的无线资源管理、MIMO信道测量和建模、IMT-Advacned系统的标准化和评估等，已发表B3G相关学术论文40余篇，申请专利10余项。

王勇，北京邮电大学在读博士研究生，主要研究方向为B3GTDD系统的研究和基带系统开发、B3G系统集成等等。

张建华，博士，北京邮电大学副教授，2003年博士毕业于北京邮电大学，北京市科技新星，中国IMT-Advanced推进组频率子组副组长，IEEE和IEICE会员，主要研究方向为MIMOOFDM的信道估计和同步、协作式Relay等B3G关键技术，MIMO信道测量和建模等；

负责和完成多项国家自然科学基金和“863”项目，已发表相关学术论文50余篇，已申请专利10余项。