级联型高压变频装置技术报告培训资料Word格式.docx

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（a）

（c）

（b）

图2-1（a）电压叠加（b）单元串联主电路（c）功率单元结构

2.2多重化整流电路

由于中高压变频器容量一般较大，且应用日趋广泛，对电网谐波污染的问题已经不可忽视，国际上对谐波污染控制的标准中，应用较普遍的是IEEE519-1992，我国也有相应的谐波控制标准，应用较为广泛的是国标GB/T14549-93《电能质量公用电网谐波》。

IEEE519-1992标准规定在电网短路电流小于20倍负载电流时总谐波电流失真小于5%。

变频器对电网的影响主要取决于变频器整流电路的结构和特性。

在变频器中常用的是电压型二极管整流电路，它的输入谐波电流取决于电网侧阻抗和直流电抗器的大小，由于采用二极管不可控整流，换相在对应线电压最小时才发生，导致di/dt非常小，由于换相重叠角与输入电抗有关，当电源侧阻抗较大时，换相更加缓慢，使高次谐波电流相对于晶闸管整流电路大大降低，但与规定的5%的谐波电流失真率相比仍然较大。

为了解决这一问题，有以下三种解决办法：

（1）在整流桥输出和滤波电容之间串入直流电抗器，这样可以减少输入电流的谐波含量，然而也会带来弊端，影响滤波电容对变压器输入浪涌电压的吸收效果。

（2）利用多重化整流电路减小输入电流的谐波。

12脉波整流电路如图2-2所示。

采用12脉波整流电路后，其网侧电流仅含

次谐波，谐波含量随谐波次数的增大而迅速下降，也随脉波数的增大而减少，因此电流谐波含量会大大降低。

除了6脉波、12脉波整流电路结构外，还可采用更高脉波数的结构，如18脉波、24脉波，输入谐波也会随着降低，但导致系统结构更加复杂，成本增加。

图2-212脉波整流电路图

（3）整流侧采用PWM整流电路，通过PWM控制使电网输入电流接近正弦波，谐波电流很低，但大大增加了系统的复杂性和成本。

如果级联型中高压变频器的输入变压器仅仅起到隔离和变压的作用，各绕组的相位一致，将导致输入电流的谐波含量超过给定标准，对电网造成严重污染。

因此，一般级联型中高压变频器的输入变压器采用移相设计，以达到降低输入谐波电流的目的。

对单相

个功率单元串联的结构，变压器的

个绕组采用延边三角形联结，依次相差

电角度，分别给

个单元供电，形成

脉波的整流电路。

各单元流过整流电路的电流经过变压器折算到一次侧后，输入电流中仅含谐波

次谐波，大大减少了输入电流的谐波含量，假定5个功率单元串联，形成30脉波的整流电路，网侧电流仅含

次谐波，总的电流失真率可低于1%，不加任何滤波器就可满足电网对电流谐波失真的要求。

另外，各次谐波电流的有效值与谐波次数成反比，与基波电流的比值是谐波次数的倒数。

在相同负载的情况下，多重化整流电路的基波电流与电压的相位差的余弦值即位移因数都是

，不随整流脉波数的增加而提高，但基波因数随脉波数的增加而提高，所以总体输入功率因数也相应提高。

对于二极管整流电路而言，相电流相对于相电压的延迟角

一般小于

，对应的位移因数大于0.966，所以采用多重化（18脉波以上）的二极管整流电路，总的输入功率因数基本上可保持在0.95以上。

采用二极管整流电路的另一个优点是变频器对浪涌电压的吸收能力较强，雷击或操作过电压可以经过变压器（变压器的阻抗一般为8%左右）产生浪涌电流，经过功率单元的整流二极管，给滤波电容充电，滤波电容足以吸收进入到单元内的浪涌能量。

另外，变压器一次侧安装了压敏电阻吸收装置，起到进一步的保护作用。

而一般的电流源型变频器，输入电阻很高，对浪涌电压的吸收效果远不如电压型变频器。

因此，由于采用了多重化整流电路，级联型中高压变频器的输入功率因数较高，串联单元的个数越多，对电网的污染越小，当然，单元个数的增多也增大了变压器的制造难度。

2.3逆变电路结构

2.3.1传统级联型多电平逆变电路

传统级联型多电平逆变电路是指多个同样的单相电压型H桥直接串联（以后称单相H桥）。

单相级联型主电路如图2-3所示，当

时，称为传统级联型多电平逆变电路。

除了具有多电平共同的优点之外，这种电路的主要特点还有[20][21]：

（1）直流侧采用独立直流电源，不存在电压均衡问题。

（2）对于输出相同的电平数，与其它拓扑结构相比，所需器件个数最少。

（3）实际应用中，嵌位式电路在五电平以上的应用较少，而级联型可以产生更高电平，使用于更高电压，谐波含量更少，由N个单相H桥组成三相电路，输出相电压电平个数是2N+1，线电压电平个数是4N+1。

（4）控制方法比较简单，每个单相H桥都是PWM控制，再进行波形重组。

（5）由于每个单相H桥结构相同，给模块化设计带来方便，且装配简单，系统可靠性高。

另外，容易实现冗余设计，一个单元出现故障而被旁路后，可以用剩余模块降额运行或用冗余模块代替继续满额运行。

（6）单元串联主要的缺点是需要多个独立的直流电源，变压器造价较高，应用受到一定限制。

图2-3单相级联型多电平逆变电路

2.3.2混合级联型多电平逆变电路

为了减少单元模块个数的同时增加输出电压的电平数和提高波形质量，许多学者提出了混合级联型多电平逆变电路，主要包括两种情况，一是各个级联单元的直流侧电容电压不同，二是级联单元的逆变结构不同。

级联单元的逆变结构可以有多种结构，包括单相H桥、二极管嵌位式多电平、电容嵌位式多电平等，这些结构相互组合可以构成不同的级联型多电平逆变电路，再与不同的直流侧电容电压进行组合，得到更多种类的拓扑结构[22][23]。

本文只对其中应用较广的几种结构进行分析。

首先介绍一下最大扩展原则。

如果已知串联的单元个数和每个单元输出的电平数，就可以根据最大扩展原则来确定逆变器获得最多电平数输出时，各个单元直流侧电容电压的比值。

最大扩展原则如下所述：

对于由

个级联单元串联构成的单相多电平变换器，若每个单元输出的最大电平数为nj（i=1，2，…，m），那么当各个单元的直流电压按式（2-1）设置时，可得到最大输出电平数n，如式（2-2）[24][25][26]：

（2-1）

（2-2）

以2个单元均为单相H桥（2-H桥）为例，2个单元输出的最大电平数都是3，利用最大扩展原则，当

时，可得到最大电平数的输出

=9。

因此，为了得到更大电平数的输出，当各单元的独立直流电源的电压比是

和

时，分别称为

型和

型混合级联结构

，可看作是应用最大扩展原则的一个特例，但电压比为1：

4或更高时，输出电平中会出现超过单位电平的跳变，正弦波失真率变大，dv/dt也变大，因此用于逼近正弦波的实用价值不大。

在2-H/2-H结构的直流侧电容的电压比不同的情况下，输出的电平数也不同，如下表2-1所示。

另外，当串联单元的逆变结构不同时，又可以组成新型的混合级联型多电平逆变器[28]，研究较多的是级联单元为二极管嵌位式或电容嵌位式结构，而且一般为3电平嵌位式，称为3-H结构，这样就又出现了3-H/3-H和2-H/3-H两种拓扑结构，利用最大扩展原则可以确定各个单元的直流侧电容电压比，很容易得到输出的最大电平数。

表2-12-H/2-H混合级联型逆变器在不同直流电压比的情况下输出相电压的电平数和器件数的比较（其中N为单相串联功率单元的个数）

类型

电压比

电平数

2N+1

器件数

4（N+1）

在混合级联多电平变换器中，高电压单元可用GTO等高耐压、低开关频率的功率器件组成，低电压单元可用IGBT等低耐压、高开关频率的功率器件组成，GTO单元以输出电压的基波频率为切换频率，主要输出基波能量，IGBT单元在较高的开关频率下进行PWM调制，用来改善输出波形，提高整机效率。

第三章级联型中高压变频器的控制方法

3.1级联型中高压变频器的控制方法

由于级联型中高压变频器都是由低压单元串联组成，因此，低压的一些控制方法可以应用在级联型中高压变频器的场合中。

基于载波的SPWM控制方法是最常用的多电平PWM控制方法之一，它是两电平SPWM技术在多电平中的直接拓展。

由于中高压逆变器电路拓扑的复杂性和多样性，与两电平逆变器相比，其控制方法也更加多样化[29][30][31][32][33]。

本文主要研究基于载波的SPWM技术在级联型中高压变频器中的应用，其中载波相移SPWM技术、同步相移SPWM技术、消谐波技术和优化的PWM技术是针对传统级联型逆变器的控制方法，混合载波频率调制的SPWM技术是应用在混合级联型逆变器中。

（一）载波相移SPWM技术（CarrierPhaseShiftingSPWM–CPS-SPWM）

级联型逆变器是以电压型单相H-桥为基本单元，其主电路拓扑结构如图2-3所示，其中，

。

载波相移SPWM调制方法的基本原理是，对于由

个单元H-桥组成的单相逆变器，各个单元H-桥都采用低开关频率的SPWM的调制方法，每个单元H-桥都采用同一个调制波，用

个三角载波分别进行调制，各三角载波具有相同的频率和幅值，但相位依次相差固定的角度，从而使每个单元H-桥输出的SPWM脉冲错开一定的角度，等效开关频率大大增加，经过叠加后逆变器最终输出的波形是一个多电平的阶梯波，选择合适的相移角度就能使输出电压的谐波含量大幅度减少。

利用相移SPWM技术进行调制的三相逆变器，三相正弦波依次相差120°

，每相各单元载波的变化如上所述。

根据图2-3的拓扑结构，每个单元H-桥均采用SPWM调制，载波比为

，载波频率为

，采用不同的调制方法，输出电压波形也有差异。

本文采用单极性调制，N个载波依次相移

角度，N个SPWM脉冲错开一定的角度，等效载波频率为

，输出的相电压是2N+1个电平的阶梯波，星型或三角形连接的三相变流器的输出线电压是4N＋1个电平的阶梯波。

载波相移SPWM的原理示意图如图3-1所示。

由5个单元H-桥组成的逆变器，载波n1用来调制第n个单元模块的一个桥臂（n=1,2,3,4,5）。

图3-1载波相移SPWM的原理示意图

在每个单元模块中，SPWM的控制方式常用单电压极性方式。

对于单相全桥逆变电路，由于电路中含有两个桥臂，四只功率开关管，为实现单电压极性的SPWM切换，方式如下：

如图3-2所示，载波为全波三角波，正弦波大于三角波的部分，晶体管VT1导通，逆变器同一桥臂上下两个开关器件交替通断，处于互补的工作方式。

UA0=US/2；

小于部分，晶体管VT4导通，UA0=－US/2，每半个基波周期内加在负载上的电压方向不变，极性在“零”和“正”之间跳变。

具体输出波形如图3-2所示，其中N=10,从图中可以看到UA0和UB0在一个基波周期内有10个矩形脉冲，UAB在一个基波周期内有20个脉冲,即在输出端的频率为开关频率的2倍，产生了倍频现象。

与双电压极性切换PWM逆变器相比，它能够在开关频率不变的情况下，使一个周期内正弦波包含的矩形脉冲数“加倍”，有利于减小谐波。

若载波比为偶数，则低次谐波将出现在2ft的边带上。

这是因为左桥臂的输出电压UA0和右桥臂的输出电压UB0相位角相差180度；

N为偶数时，UA0和UB0在开关频率处的谐波分量相位相同，于是输出电压UAB＝UA0－UB0在开关频率处的谐波可以相互抵消，开关频率处的边带随之消失。

图3-2单电压极性切换逆变器的输出波形（N=10）

载波相移SPWM技术是专门针对级联型变换器提出的，它具有控制方法简单，电平阶数多，等效开关频率高，谐波含量小，传输带宽宽，控制线形度好[34][35]的优点，是级联型变流器普遍采用的方法。

（二）同步相移SPWM技术（SynchronousCarrierPhaseShiftingSPWM–SCPSPWM）

这种方法同载波相移SPWM技术一样，具有电平阶数多，谐波含量小，等效开关频率提高到单元模块开关频率的2N倍，因此，输出波形也非常接近正弦波。

相对于载波相移SPWM技术，同步相移SPWM的主要优点是计算方法非常简单，节约了大量的时间，且单元模块的程序易于实现统一化，可以很方便的应用于实际系统中[36]。

同步相移SPWM的基本原理是，N个单元模块组成的单相逆变器，其调制波不是一个，而是有N个幅值和频率相同的调制波，这N个调制波同载波一样依次相移

角度。

这样每个单元模块的PWM脉冲完全一样，只是各个单元模块间依次错开固定的时间开始发波。

因此，相对于载波相移SPWM技术而言，只需计算第一个PWM脉冲的采样值，依次错开固定时间后分别触发其它N-1个单元H-桥，不需要计算5个PWM脉冲的采样值，大大减少了计算量。

由5个单元H-桥组成的单相级联型逆变器，图3-3是同步相移SPWM的原理示意图，载波n1用来调制第n个单元模块的一个桥臂（n=1,2,3,4,5），ABCDE五个正弦波分别是五个单元模块的调制波。

图3-3同步相移SPWM原理示意图

（三）多电平消谐波技术（Subharmonic—SHPWM）

SHPWM技术的基本原理是每相使用一个正弦调制波与几个三角载波进行比较，以一个n电平的逆变器为例，每相采用

个具有相同频率fc和相同峰值Am的三角载波与一个频率为fm，幅值为Am的正弦调制波相比较，在正弦波与三角波相交的时刻，如果正弦波的幅值大于某个三角载波幅值，则开通相应得开关器件，反之，则关断该器件，为了使n-1个三角载波所占的区域是连续的，它们在空间上是紧密相连且整个载波集对称分布在零参考的正负两侧。

对于一个n电平的逆变器，幅度调制比和调制度分别为[15]：

（3-1）

（3-2）

图3-4多电平消谐波技术（SHPWM）原理示意图

根据载波相位的不同，SHPWM调制方法可以分为以下三种情况：

1）所有载波自上而下相位交替反向和同相，称为APOD型；

2）所有位于0以上的载波同相位，所有位于0以下的载波具有相反的相位，称为POD型；

3）所有载波的相位相同，称为PD型[37]。

（四）优化的PWM调制方法

在低压逆变器中，直流电压利用率是指当调制度M=1时，逆变器输出的基波电压幅值与直流电源电压Udc的比值。

提高直流电压利用率可以提高逆变器的输出能力。

通过对SPWM输出波形的谐波分析可知，SPWM三相逆变器输出线电压的基波幅值为

，线电压直流电压利用率只有

，直流电压利用率不高，这是SPWM的缺点之一。

为了提高直流电压利用率，在SPWM技术的基础上，主要有几种优化PWM调制方法：

线电压控制的三相SPWM技术、空间矢量法、优化阶梯波脉宽调制等。

这几种方法的共同点是：

将正弦波的峰值削成平顶波，以增大调制度，从而提高直流电压利用率[10]。

利用SPWM进行调制的级联型变频器，不可避免的具有直流电压利用率低的缺点。

因此，本文将普通逆变器常用的几种方法引用到级联型中高压变频器中，并进行相应的仿真分析。

注意，此时所说的调制度M是指正弦波的幅值与载波幅值之比。

1）线电压控制的SPWM方式（两相马鞍形PWM逆变器）

一般的SPWM调制方法都是对三相输出相电压分别进行控制的，这里所说的相电压是指逆变电路各输出端相对于直流电源中点的电压。

实际上，负载常常没有中点，即使有中点一般也不和直流电源中点相连接，因此对负载提供的线电压，在逆变电路输出的三个线电压中，独立的只有两个。

对两个线电压进行控制，适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能，这就是线电压控制方式。

线电压控制方式的直接控制手段仍是对相电压进行控制，但其控制目的却是线电压。

相对于线电压控制方式，当控制目的是相电压时，称为相电压控制方式。

线电压控制方式的目标是减少输出线电压波形中的低次谐波含量，同时尽可能提高直流电压利用率，也应尽量减少功率器件的开关次数。

线电压控制方式的主要手段是叠加3次谐波或3的倍数次谐波，还可以叠加直流分量，要使这些方法不影响线电压，应该应用在三相无中线系统中，因为在三相无中线系统中，3次或3的倍数次谐波没有通路，故在线电压中不会有出现3次或3的倍数次谐波。

下面介绍两种线电压控制的SPWM方法。

设三角载波的幅值为1，三相调制波信号中的正弦波分量分别为Un1、Uv1和Uw1，在正弦波信号中叠加信号UP，UP中既包含3的整数倍谐波，也包含直流分量，而且UP的大小是随正弦信号的大小而变化的。

令

（3-3）

则三相的调制信号分别为：

（3-4）

如图3-5所示，无论Uu1、Uv1和Uw1的大小，Uu、Uv和Uw中总有1/3周期的值是和三角载波的负峰值相等，其值为-1，在这1/3周期中，并不对调制信号值为-1的相进行调制，只对其它两相进行PWM控制，因此，这种控制方式称为两相控制方式，这也是选择（3-3）的Up作为叠加信号的一个重要原因。

利用这种控制方法对三相全桥逆变电路进行调制得到图3-6~3-8。

图3-5线电压控制方式的调制波

图3-6线电压控制PWM方式A相PWM输出

图3-7线电压控制PWM方式B相PWM输出

图3-8线电压控制PWM方式C相PWM输出

通过对上图进行分析，可以得到这种控制方法的主要优点：

（1）各相上桥臂的开关器件都有1/3周期一直关断，相应的，下桥臂的开关器件有1/3周期一直开通，因此可以使功率器件的开关损耗减少1/3，并且每一时刻只调制两相电路。

但是，这也造成了功率分配上桥臂轻，下桥臂重。

（2）根据傅立叶分析，可得到线电压的基波幅值

，当M=1时，最大输出线电压基波幅值为直流侧电压，和相电压控制方式相比，直流电压利用率提高了15%。

（3）输出线电压中不含低次谐波，这是因为相电压中相应于

的谐波分量相互抵消的缘故。

2）准优化PWM技术

规则采样法是工程上常用的调制方法，它具有算法简单，易于微机实现，控制线形度好等优点，但同时也具有SPWM技术直流电压利用率低的缺点。

为了解决规则采样法直流电压利用率低的问题，S.R.Bowes等在1985年提出了准优化PWM技术，通过对多种优化PWM的研究，确定了一个特殊的调制函数，对优化PWM技术进行近似。

准优化PWM技术是指在规则采样法的正弦调制波中叠加三次谐波作为调制波，叠加图形如图3-9所示，表示式子为

（3-5）

其中，M为调制度，

，k=1、2、3、4…

根据上式，三次谐波将正弦波的峰值消平成为马鞍波，将马鞍波作为调制波，可以使调制度M超过1，从而提高了直流电压利用率。

在理想的正弦波中叠加三次谐波的条件下，

时，经过计算，马鞍波的幅值为0.891，因此，准优化PWM技术的最大调制度为

，在

范围内，调制度和输出电压之间仍是线形关系，但调制度超过1.122后将会出现过调制现象，调制度和输出电压之间的关系将不再是线形关系，并且谐波也增大了。

相对于SPWM技术，准优化PWM技术将变流器的直流电压利用率提高了12.2%。

（五）基于混合频率调制的SPWM技术

基于混合频率调制的SPWM技术是适应于混合级联型中高压变频器的调制技术。

图3-10给出了利用混合频率SPWM进行调制的各个单元模块的调制波。

级联型变频器各单元的逆变结构如图2-3所示，其中

，把直流电压为

的单元称为第j（

）个单元。

据图3-10所示，第j个单元的调制波

是由第j+1个单元的调制波减去第j+1个单元的输出电压得到的，另外，第i（

）个单元的载波

等于所有小于i的单元的直流侧电压之和，每个单元仍然是相应的载波与调制波进行调制，只有第一个单元是按上述方法得到的调制波与高频的三角载波进行调制得到输出电压。

每个单元的调制方法仍然用上述倍频调制的方法，经个调制后，各个单元的输出电压叠加得到级联型变频器的输出电压[38]。

图3-9各个单元调制波的计算框图

3.2级联型多电平PWM输出的优点

变频器的输出谐波会引起谐波发热、转矩脉动、共模电压、噪声等问题，降低电机的运行效率，产生转矩脉动，损坏甚至击穿电机的绝缘，使电机无法正常运行。

因此在设计变频器时应该充分考虑输出电压电流对电动机的影响，按照规定进行设计。

下面就由谐波引起的转矩脉动和共模电压对电机的影响机理以及输出

对电机的影响等方面的问题进行分析，并阐述级联型多电平PWM输出的优势[11]。

（一）输出谐波对电动机的影响

输出谐波能引起电动机附加发热，导致电动机的额外温升，迫使电动机降额运行；

由于输出波形失真，增加电动机的重复峰值电压，影响电动机的绝缘；

引起电动机转矩脉动、噪声增加。

因此，当变频器输出谐波较大时，必须用专用电动机，如果用普通电动机，必须设置输出滤波器。

变频器的输出电流不是正弦波，