自激电源的定时电路.docx

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自激电源的定时电路

自激电源的定时电路

索杨军

2012年4月28日

决定自激电源振荡周期的定时电路到底是什么？

纵观多年来各类报刊杂志和教材书籍，要么没有说法，要么说法不一，使人迷惑不解。

为此笔者谈谈个人看法，意在抛砖引玉，不正不全之处，欢迎广大同仁指出。

一、一个周期分五个阶段

任何开关电源，其变压器初级电感线圈L两端的电压都近似方波，典型波形如图1所示。

第一阶段（t0~t1）：

饱和期。

开关管处于饱和状态，集电极电流线性增长，其公式为：

i充=（Ui/L）t饱，其中Ui为输入的300V电压，t饱为饱和时间。

饱和期结束的t1时刻，电流升至i最大。

因电流变化率为一正的常数，故感应形成的正反馈电压保持不变，开关管基极为稳定的正电压。

饱和期间，输入的电能转化为磁能，储存于电感L中，对于串联型电源，输入的电能还要分出一部分供给负载。

并联型电源饱和期的等效电路见图2，串联型电源与之类似，读者可自行分析，本文一律从略。

电感的储能公式为：

E=（1/2）LI2，饱和期间因电流线性增长，故储存能量的速度越来越快。

第二阶段（t1~t2）：

关断期。

开关管由饱和向截止过渡，等效电路见图3。

图中C1表示一个“容性网络”，即开关管集电极的尖峰电压吸收抑制网络，其中考虑了分布电容。

注意一些机型的这个网络没有直接并联在L两端，而是分为两部分串联，一部分接在开关管集电极与地之间，另一部分就是滤波300V的大电解电容及其直接并联的高频小容量电容。

开关管基极电流在t1时刻“因故”突然减小，电感线圈L中的电流iL因开关管集电极电流iC的减小而减小，L下端的自感电动势急剧升高，感应形成的正反馈电压使开关管基极电压ub急剧降低，进一步导致iL更小，ub更低……雪崩式的反馈过程最终使得开关管飞速截止。

关断期间，开关管集电极电流iC急剧减小，而C1的充电电流iC1急剧增大，iC1+iC之和由初始值i最大略有减小。

因L的电流略有减小，故损失了小部分磁能，其中多数转化为C1的电能，少数转化为r的热能，即开关管的关断损耗。

第三阶段（t2~t3）：

截止期。

开关管处于截止状态，等效电路见图4。

R表示将次级负载折合到初级的等效电阻，D表示次级的整流二极管，C2表示折合后的滤波电容，C3表示折合后的保护电容。

注意：

当D导通时，C3被短路，不必考虑，本文一律忽略；当D截止时，因C3、C2串联后的总电容量几乎等于C3，该总电容又与C1并联，为了方便，本文干脆将其一律“归入C1”，即当D截止时若讨论C1，必定包含了C3。

将次级的电流折合到初级以后，L的电流线性下降，其公式为：

i放=i初—（Uo/L）t截，其中i初为放电刚一开始的电流，正如前文所述，它略小于i最大，Uo为L感应输出的150V（即450V—300V）电压，t截为截止时间。

因电流变化率为一负的常数，故感应形成的正反馈电压保持不变，开关管基极为稳定的负电压。

截止期间，储存的磁能又还原为电能，经导通的D供给负载R。

截止期间因电感线圈的电流线性下降，故释放磁能的速度越来越慢。

第四阶段（t3~t4）：

过零期。

截止期即将结束的t3时刻，L的放电电流降为0，这表明磁能已释放完毕，D开始转为截止。

之后在过零期间，有小股能量在L和C1之间转移，等效电路见图5。

注意：

C1上储存的电能不会通过D供给负载R，因为C2容量很大，它的电压在一个周期内几乎不变，必然高于C1的电压，使得D不会导通。

首先，L要吸收C1上储存的电能，当C1两端电压降为0时，正好对应于图1上的“零点”，电能全部转化为磁能。

然后，L继续维持原电流方向，将获得的磁能向C1释放，这就导致了C1两端电压极性反转，变为上正下负，到t4时刻，上正下负的幅度已达50~150V。

简而言之，C1、L在自由振荡，振荡的电压曲线必有一次且一般只有一次通过“零点”。

因此笔者称之为“过零期”。

这一自由振荡极其重要：

①众所周知，正反馈线圈上感应的电压跟图1上的电压波形完全一致，只不过幅度降低、极性倒置罢了，于是送到开关管基极的正反馈脉冲也会通过其自身的“零点”，极性反转，由确保开关管可靠截止的负脉冲变为正脉冲，准备再次激励开关管开启。

②不难理解，开启期间开关管实际等效于放大状态，必然要将“一个电容”上储存的电荷泄放到地，于是可认为开启损耗就等于这个电容上储存的电能（因开启时间很短，而L的电流此刻自下向上，不会突变，只能缓变，故对开关管放电电流可以忽略）。

这个电容是“C1与300V滤波大电容串联后的总电容”，其容量几乎还是C1（注意：

若C1直接并联于开关管C、E两极之间，这个电容当然就是C1本身）。

在过零期结束的t4时刻，这个电容的电压即开关管集电极电压由450V降为250~150V，根据电容的储能公式E=（1/2）CU2可知，开启损耗降至1/3到1/9之间。

小结上一段内容，过零振荡的主要目的有二，一是感应形成了触发开关管再次开启的过零正脉冲，二是大大减小了开关管的开启损耗。

过零期间，C1上储存电能的一部分被消耗，以产生过零正脉冲。

还需要指出：

①对于自激调宽式电源，当自由的截止期未结束时，触发开关管开启的“行逆程脉冲”已经到来，因此没有“过零期”。

它只能依靠误差取样放大电路在多个周期中进行平均控制，于是在每个截止期被强迫结束时，根本无法精确保证L中储存的磁能都释放完毕，残余的磁能会大大增加开启损耗。

为了减小开启损耗，多采用串联型，既降低了开关管C、E两极间电压，又可通过在饱和期间对负载供电来减少向L储存磁能；若为并联型，则非常糟糕，只能通过大大减小C1的容量来将就。

②对于它激调频式电源，虽然触发开关管开启的脉冲可由集成电路自行输出，但为了减小开启损耗，还须模仿自激调频式电源，硬性追加“过零期”。

当集成电路接收到了过零信号后，才能触发开关管再次开启。

这一点要特别注意。

对“过零期”的处理，自激调频式电源比它激调频式电源更好，有“自然流畅”之美，“一气呵成”之妙，“天衣无缝”之绝，“得心应手”之巧。

第五阶段（t4~t5）：

开启期。

开关管由截止向饱和过渡，等效电路见图6。

图中的C4为300V滤波电容。

在t4时刻，过零正脉冲触发开关管开启，集电极电流iC由两路组成，其中一路为C4、C1的放电电流iC1，另一路为线圈电流iL。

由iL感应的正反馈电压使开关管基极电压ub急剧升高，进一步导致iL更大，ub更高……雪崩式的反馈过程最终使得开关管飞速饱和。

开启期间，开关管集电极电流iC急剧增大，主要是C1的放电电流iC1急剧增大，竟达安培数量级，而线圈的放电电流iL则增加很小，仅有百毫安数量级。

因此，主要是C1储存的电能转化为r的热能，即开关管的开启损耗。

二、决定各阶段时间的主要因素

饱和期的时间由稳压电路控制。

饱和期越长，电源的负载能力越强。

因此，若输出电压下降，需延长饱和期，若输出电压升高，需缩短饱和期。

有关其详细控制原理，留在下一节专门论述。

关断期的时间以开关管的关断时间参数为最短极限。

为了接近这一极限，应采取以下措施：

①触发基极电流减小的动作要快、幅度要大。

脉冲调制管最好接近于开关状态，尽量选用高β管，其开关性能要好，饱和压降要低，电流参数要大。

若脉冲调制管和开关管通过电容耦合，该电容必须保证高频性能好、耦合电流大、寿命时间长，用普通品代换时，应挑选体积大、耐压高的。

②C1容量不能过大。

只要能吸收过高的尖峰电压即可，否则会导致充电时间过长，线圈L两端的自感电动势uL过低，从而使得正反馈电压的响应速度太慢。

一般而言，关断时间不大于1~2μS，对于它激式推动场效应管的，可小于0.1μS。

截止期的时间不需要专门控制。

对于自激调宽式电源，一个周期减去饱和期，基本就是截止期了。

而对于自激调频式电源，有些教材竟认为保持恒久，这是极其错误的，事实上，当输入电压Ui不变且输出电压Uo恒定时，若忽略关断损耗与C1的充电，截止期正比于饱和期。

为什么呢？

以图1的并联型电源波形为例，t1时刻L的电流方程是：

i最大=（Ui/L）t饱，简称①式，t3时刻L的电流方程是：

0=i最大—（Uo/L）t截，简称②式，将①代入②，得：

（Ui/L）t饱=（Uo/L）t截，简称③式，解③式，得：

t截/t饱=Ui/Uo，简称④式。

对图1而言，t截/t饱=Ui/Uo=300V/150V=2。

深刻研究④式，不难得出，在忽略关断期、过零期、开启期的情况下，当输入电压不变且输出电压恒定时，饱和期的占空系数竟固定不变，自激调频式电源只是靠调整频率即调整周期来应付负载轻重的变化。

这又是为什么呢？

推理说明，假设t饱变为n倍，t截当然也变为n倍，i最大变为几倍？

由①式知也变为n倍，电源输出或输入功率变为几倍呢？

由电感储能公式E=（1/2）LI2很容易得知，一个周期输入的能量变为n2倍，又因周期近似变为n倍，功率当然近似变为n倍，即功率跟周期近似成正比。

那么，通常说的调整占空系数是干什么呢？

当然是为了应付输入电压的变化和设定输出电压的高低。

说通俗点，要求输入电压越低或输出电压越高时，需提高占空系数；要求输入电压越高或输出电压越低时，需降低占空系数。

将并联型电源的④式稍微变形很容易得到该结论，即：

t饱/（t饱+t截）=Uo/（Uo+Ui），简称⑤式。

对于串联型电源，用相应的（Ui—Uo）去替换⑤式的Ui，也很容易导出该结论，即：

t饱/（t饱+t截）=Uo/Ui，简称⑥式。

再顺便指出，自激调宽式电源尤其是自激并联型调宽式电源正是违背了上述原理，妄想仅仅依靠调整占空系数来应付负载轻重的变化，理论上不很完美（注意：

它激调宽式电源若设计得当，没有这一说）。

当其负载消耗的功率变大时，输入功率就要变大，而开启损耗同时也会跟着变大，这是无法避免的，即使大大减小甚至取消C1也无济于事。

这一致命缺陷导致其不能用于大动态范围。

过零期的时间当然跟C1、L的自由振荡周期有关。

周期越短，时间越短，滤波电容C2上的电压下降越小，纹波越小。

但周期设计过短时，C1过小，关断期结束的t2时刻，开关管集电极的尖峰电压太高。

为了兼顾，C1通常选500~1500pF。

一般而言，过零时间约为1~6μS。

开启期的时间以开关管的开启时间参数为最短极限。

为了接近这一极限，C1容量不能过大。

否则会导致放电时间过长，L两端电压变化太慢，即uL过低，从而使得正反馈电压响应太慢，雪崩反馈速度大减。

一般而言，开启时间小于1μS，对于它激式推动场效应管的，小于0.1μS。

总之，各阶段都有自己的定时电路，相比较以控制饱和期最关键，过零期次之，通常说的定时电路主要指前者。

三、控制饱和期的三种方式

传统的观点都认为正反馈耦合电容是控制饱和期的主要元件，千篇一律，实际这仅是其中的一种方式，而且最为落后。

第一种：

电容放电结束式。

依靠正反馈耦合电容的放电过程来控制，即定时电路就是正反馈电路自身。

该电容接在开关管基极与正反馈绕组之间，截止期为充电过程，饱和期主要为放电过程，不可颠倒理解。

饱和时间越长，放电电流即基极电流越小，当减小到满足iB=iC/β时，退出饱和期。

以松下M11机心电源为例，代表机型是牡丹56—C2，饱和时间由C810的放电时间决定。

放电电流从C810左端→R806→开关管基极、脉冲调制管发射极→开关管发射极、脉冲调制管集电极→变压器F3脚→变压器F2脚→C810右端→C810左端。

注意：

来自于C813、R817的行逆程脉冲在截止期末尾也要对C810迅速充电，这不但触发了开关管迅速提前导通，而且很有可能要影响饱和期的时间，因为在饱和初期它仍继续对C810充电。

当C810容量设计过小时，在截止期间即使增添了充电二极管D806（别的机心不一定都有），也不能满足饱和期所需的放电量，于是只能靠行逆程脉冲补充。

早在1998年，《家电维修》8期12页郑国川、李洪英两位先生在《“它激式”开关电源的检修》一文中就有非常精辟的论述，广大读者可查阅。

在第一种方式中，多数有行逆程脉冲锁频。

为了更加安全，脉冲调制管多采用了PNP管，发射极接开关管基极，集电极接开关管发射极，以确保在任何情况下都能与开关管“同开同关”。

在开关管饱和的整个过程中，它都处于放大状态，其正向电阻REC由误差放大级调整，并联于开关管的RBE之间，以改变正反馈耦合电容的放电时间来控制饱和期。

第二种：

电容充电延时式。

依靠脉冲调制管或其激励管基极电容的充电延时来控制。

该电容在截止期放电，饱和期充电，不可颠倒理解。

饱和时间越长，其上所充的电压越高，当升高到一定程度时，脉冲调制管导通，激励开关管退出饱和。

以东芝X—56P机心电源为例，代表机型是长城JTC471—2F，当C813的充电至0.6V时，导致脉冲调制管Q803、Q802导通，从而结束了饱和期。

①从300V经R810、R811的电流②从误差放大管Q804集电极经R816的电流，两路电流“会师”以后→C813（充电）→R812→变压器⑧脚→变压器⑦脚地→兵分两路：

①通过整流桥回到300V②通过C815放电→C815正极→D814→Q804发射极→Q804集电极。

（注意：

此时D812负极被钳位至—0.7V，故R814与D812电流同向，自下向上。

）

在第二种方式中，脉冲调制管在饱和期末尾以及整个关断期间必须导通。

另外在截止期间又分两种情形，它若与开关管直流耦合，一旦开关管截止，它通常也恢复截止，否则无法在开关管发射结建立一个反偏压，以维持可靠截止；它若与开关管通过电容交流耦合，一旦开关管截止，它一般还需维持导通，否则也不能在开关管发射结建立一个反偏压。

在这种方式中，误差放大级通过改变对电容的充电电流来调整延时时间，以达到控制饱和期的目的。

第三种：

电阻过流触发式。

依靠开关管发射极的电流取样电阻来监控。

饱和时间越长，电阻上的锯齿波电压越高，高到一定程度，立刻会“触发”脉冲调制管导通，激励开关管退出饱和。

以三洋80P机心电源为例，代表机型是三洋CTP—3916，由电流取样电阻R313上的电压去触发。

开关管饱和期间，线性增长的电流在R313两端产生的上负下正的“锯齿波电压”，经R312、C310耦合到Q302基极，与误差放大管Q301经R308输出的直流电压叠加后，决定了脉冲调制管Q302、Q303何时导通，从而结束了饱和期。

在第三种方式中，脉冲调制管的选型同第二种方式一样灵活，NPN和PNP都行，其导通时间也类似第二种，主要在饱和期末尾以及整个关断期间导通。

在这种方式中，误差放大级的接法很多，但都是在调整“触发”的起控点，以控制饱和期。

不管哪种定时电路，都决定着自由的饱和期，调整其时间长短，可以改变电源的负载能力。

在电容方式中，减小定时电容的容量，可限制负载能力；在电阻方式中，加大取样电阻的阻值，可限制负载能力。

换句话说，定时电路兼有“原始的”过流保护功能。

电容放电结束式，开关管在饱和末期容易出现激励不足，一般用于串联型，又因脉冲调制管导通时间长而功耗大，已经淘汰；电容充电延时式和电阻过流触发式，开关管在饱和期既有“电容交流”激励，又有“二极管直流”或“三极管恒定直流”激励，激励非常稳定，一般用于并联型，且脉冲调制管导通时间短功耗小，性能优越，已成为发展的主流。

必须强调，一个电源通常只能有一个定时电路。

假如有几个，则需要考虑“合拍”问题，即各个定时电路之间要“步调一致”，这不但非常麻烦而且也毫无必要。

电容充电延时式和电阻过流触发式之所以在正反馈耦合电容上并联二极管或三极管，就是这个原因。

这样既保证了激励稳定，又使得正反馈耦合电容同时失去定时作用，一举两得。

如果不采取这种“并联短接”措施去替换正反馈耦合电容的激励作用，就须将其增至几十μF，而且要给该电容在截止期间增添充电二极管，使其放电时间常数远大于一个周期，下一节将会遇到这方面的例证。

三洋83P机心电源当C327、C328的电容量降至100pF左右且“小C”开路时，输出电压最低，仅有10V，为什么呢？

此时的误差取样放大电路并非工作在放大状态，完全等效于一个定时电路，两个定时电路发生了最严重的“错拍”现象。

四、典型自激电源的定时电路

1.电容放电结束式

①机心：

东芝L851代表机型：

黄河HC—47—Ⅲ

饱和时间的控制：

由C811的放电时间决定。

放电电流从C811正极→STR5412②脚→开关管基极、脉冲调制管发射极→开关管发射极、脉冲调制管集电极→STR5412④脚→变压器⑧脚→变压器⑥脚→R812→C811负极→C811正极。

②机心：

日立NP82C代表机型：

日立CEP—323D

饱和时间的控制：

由C908的放电时间决定。

放电电流从C908正极→R905→STR6020②脚→开关管基极、脉冲调制管发射极→开关管发射极、脉冲调制管集电极→STR6020④脚→变压器绕组Ⅲ→R908→C908负极→C908正极。

此外，属于该方式的电源还有：

松下M12（C806）、M15L（C806）、M15M（C817）、MX—3C（C809）机心，日立NP8C（C908）、NP84C（C911）机心，胜利7697（C916）机型，索尼KV—2184TC（C607）机型，夏普7P—SR1（C715）机心、日电CT—1803（C613）机型，佳丽EC2061AR（C819）机型等。

以上，仅松下M15M、日立NP8C、胜利7697、夏普7P—SR1、佳丽EC2061AR为并联型。

注意日立NP8C为减小开启损耗，故意将C1容量设计得极小，维修更换时不宜擅自加大。

注意：

胜利7697、佳丽EC2061AR为调频电源，正反馈耦合电容特大，均为10μF，而且截止期间又都增添了充电二极管，分别为VD906、D813。

其余的都为调宽电源，因有行逆程脉冲“辅助或接替”正激励作用，若正反馈耦合电容特大，须取消截止期间的充电二极管；若正反馈耦合电容很小，则截止期间的充电二极管可有可无。

2.电容充电延时式

①机心：

三洋A3、A6、A12等代表机型：

长虹R2116AE

饱和时间的控制：

由C515的充电延时决定。

开关管饱和后，来自VD519、R526、Q511的三路电流，给C515充电，当C515上端电压升高到0.6V左右时，脉冲调制管V512导通，激励开关管退出饱和。

②夏普C—2010DK机型

饱和时间的控制：

比较特殊，由电容充电延时式派生。

决定于C715的放电延时。

开关管饱和不久，行包T602②脚的逆程脉冲消失，变为零电平，放电电流从C715下端→R709→T602②脚→T602①脚→C715上端→C715下端，当C715下端电压降到一定程度时，经C716耦合，可使Q703、Q702导通，激励开关管退出饱和。

③汤姆逊TFE5114DK机型

饱和时间的控制：

由CP16的充电延时决定。

开关管饱和以后，变压器①脚接地，低于⑨脚电压。

充电电流从变压器⑨脚→RP11→CP16上端→CP16下端→RP17→RP32→变压器①脚→变压器⑨脚，当CP16上端比下端高约0.6V左右时，TP16导通，集电极电压由270V上跳到300V，30V的正脉冲→CP24→RP24→DP29→TP37基极，使TP37、TP38导通，再经CP31耦合，使TP32退出饱和。

④海信TC2926（集成电路STRS6308）或TC2907（分立元件模仿）

饱和时间的控制：

由C816的充电延时决定。

开关管饱和以后，充电电流从变压器①脚→R809→C816上端→C816下端→R814上端、光藕④脚→R814下端、光藕③脚→C840→C840A→变压器②脚→变压器①脚。

随着充电电流不断减小，R814两端电压越来越低，最终导致V801、V883导通，使开关管V881退出饱和。

此外，属于该方式的电源还有：

松下C150（C814）、M16MV3（C803）机心，夏普WP—30（C718）机心，德律风根415（C106）机心等。

以上全为并联型。

3.电阻过流触发式

①机心：

三洋83P代表机型：

成都C47—851

饱和时间的控制：

由电流取样电阻R330上的电压去触发。

开关管饱和期间，线性增长的电流在R330两端产生的左负右正的“锯齿波电压”，与C330上的直流电压叠加后，加到集成块A301（JU0114）的⑩脚和②脚之间，在A301内部与误差放大管Q1输出的直流电压适当配合后，共同决定了脉冲调制管Q2、Q3何时导通，从而结束了饱和期。

②机心：

东芝T03代表机型：

厦华XT—29F8THD

饱和时间的控制：

由电流取样电阻R525、R526上的电压去触发。

开关管饱和期间，线性增长的电流在R525、R526两端产生了上正下负的“锯齿波电压”，当其下端电压降到一定程度时，首先触发V506导通，然后与误差放大管V507相互配合，共同决定V508何时导通，从而激励开关管退出饱和。

此外，属于该方式的电源还有：

夏普NC—1T（R702）、NC—2T（R710）机心，黄河HC5405（R822）机型等。

以上全为并联型。

注意：

这种方式的“触发”管同纯粹的过流保护管接法有别。

纯粹的过流保护管基极只输入一个过流检测信号，常流时不会导通；而这种方式的“触发”管一般要输入两个信号，其一为电流取样信号，其二为误差放大电路的输出信号或正反馈的开关脉冲信号，常流时也要导通，只是迟早问题，两信号可都从基极输入，也可分别从发射极和基极输入。

这种方式的“触发”电路主要为定时电路，其次兼有相对的、粗略的、有限的过流保护功能，不能误认为它是纯粹的过流保护。

检修时，不论是待机零载、开机轻载，还是开机重载，千万不能使其失效。

否则轻者电源“吱”响，重者烧毁开关管。

而纯粹的过流保护仅在开机重载时不允许失效。

五、振荡周期不由定时电路唯一确定

进一步分析前面提到的几十种典型电源，不难发现，定时电路必不可少，它同启动电路、正反馈电路、脉冲调制电路才算是自激式开关电源的四大基本构成。

保护电路是为了安全所附加的。

那么误差取样放大电路起什么作用？

提供稳压控制信号。

它始终在检测着稳压误差，不停地修正定时电路的实际作用时间以减小稳压误差，它与定时电路共同作用，在电容放电结束式中，决定着脉冲调制管的导通程度，在电容充电延时式和电阻过流触发式中，决定着脉冲调制管的导通时刻，从而精确地控制了饱和期。

简而言之，误差取样放大电路专为稳压而设，其地位次于定时电路。

上述的汤姆逊TFE5114DK机型电源不需稳压，当然就没有误差取样放大电路。

如此看来，周期并不由定时电路唯一确定，定时电路只是大致规划了周期范围。

对于自激调频式稳压电源，需要误差放大电路密切配合，根据输入电压以及负载的变化及时适当地调整。

当输入电压降低或负载功率变大时，输出电压趋于下降，误差放大管电流减小，定时时间变长，即周期延长；当输入电压升高或负载功率变小时，输出电压趋于上升，误差放大管电流增大，定时时间变短，即周期缩短。

对于自激调宽式稳压电源，最终由锁频脉冲决定。

不论调频还是调宽，定时电路的设计周期不能过长地脱离实际工作的周期，否则会大大加重误差放大管的调整负担。

最重要的，周期还由初级线圈L决定。

电感L越小，饱和期间电流增长的速度越快，截止期间电流减小的速度越快，振荡周期就越短。

大屏幕彩电的电源负载虽然重，但周期并不比小屏幕长，即频率并不比小屏幕低，正是因为电感L小。

不容置疑，周期还受开关管的激励电流及开关管的参数限制。

正向激励电流IB越大，β值越大，可升至的极限电流βIB越大，饱和期的极限时间就长，周期当然长。

对于常用的开关管，β值差别不大，关键在于激励电流，正因如此，大屏幕彩电的激励电流要比小屏幕的大，才能保证周期不比小屏幕短。

以上两点，包括初级线圈L、激励电流IB和开关管β值，对于任何电源是共性的，一般不列入定时电路范畴，通常说的定时电路，均指个性的定时电路。

六、相关问题试解与疑难故障探讨

1.微调定时元件参数，周期及占空系数为何竟然不变？

如果增加（减少）定时电容的容量，或减少（增加）取样电阻的阻值，输出电压将趋于升高（降低），于是误差放大级电流要增加（减少），导致定时电容的放电或充电加快（减慢），或取样触发的灵敏度提高（降低），从而使得输出又恢复正常。

简而言之，误差取样放大级的监控作用，补偿了定时元