双变换在线式UPSVA设计Word格式文档下载.docx
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整个设计紧紧围绕这两个要点进行的：
（1）蓄电池（包括充电器）是电网断电或者电网电压严重畸变时为负载供电的能量来源；
（2）逆变器是UPS输出稳压稳频的交流电的核心组成，也是整个UPS核心，采用冗余备用单元也是为了保证负载供电的不间断；
（3）旁路辅助电源（包括维修旁路电源和静态旁路电源）是为维修、检修UPS，或者逆变器故障的情况下实现不间断供电的辅助电源。
根据以上所述，提出如下设计原理框图：
图2.1系统整体设计原理框图
下面以此原理框图从整流器/充电器、逆变器、旁路辅助电源三方面分析本设计方案。
2.1整流/充电器方案设计
本设计中整流器和充电器合二为一，这主要是从功率大这个因素考虑的。
为实现大功率整流和充电的需要，设计中借助于可控整流器件SCR，采用三相全控桥式整流充电电路，从而大大提高了可靠性、降低了造价。
控制电路采用16位INTEL96系列的80C196单片机，控制简洁、方便、可靠。
如图2.2所示，三相四线380V交流电压经空气开关KK、快速熔断器KRD、整流变压器降压隔离、再经三相全控桥式整流；
整流输出经电感L、电容C滤波，LEM霍尔电流传感器，熔断器RD，接触器JQ接至220V蓄电池。
微机（80C196单片机系统）控制回路由主控、测量、同步、脉冲输出、信号输入、信号输出及电源等部分组成。
图2.2整流/充电器设计方案
2.2逆变器设计方案
逆变器的功率单元采用IGBT组成的三相桥式逆变电路；
IGBT驱单元采用EXB841驱动芯片组成的驱动电路；
逆变控制系统设计采用冗余设计方案：
两套16位微处理80C196MC组成的控制系统1#和控制系统2#（两者互为备用）共用一组功率单元及其驱动单元。
如图2.3所示，逆变器的输入来自整流/充电器的直流输出，经三相IGBT全控逆变桥，在逆变控制系统SPWM控制方式下产生SPWM脉冲波输出，再经特殊设计的隔离变压器（原边为三角形接法，副边为星形接法）隔离、滤波后产生稳压稳频的正弦交流电输出。
其中K2为快速晶闸管组成的静态开关，是为实现负载不间断供电而设置的转换开关。
图2.3逆变器设计方案
2.3旁路电源设计方案
旁路电源是UPS不间断电源不可缺少的部分，它分为静态旁路电源和维修旁路电源。
静态旁路是指利用静态开关（一对反并联的快速晶闸管组成）来实现逆变器供电和旁路供电之间的同步切换。
因为快速继电器的动作时间至少为几毫秒，不能满足不间断供电的要求，而静态开关的导通和关断时间仅为数十微秒，因此可实现负载的不间断供电。
维修旁路电源是为电源装置检修、维修时的备用电源。
旁路电源一般取自市电电网。
本UPS旁路系统设计方案如图2.4所示，图中只画出了一相的电路示意图。
图2.4UPS旁路电源设计方案
3.整流/充电器的设计
整流器电路形式有很多，典型整流电路有：
三相或单相桥式不可控整流电路、三相或单相桥式半控整流电路、三相或单相桥式全控整流电路、带平衡电抗器的12脉波整流电路等。
大功率UPS不间断电源的整流/充电电路一般选用可控整流电路，这是基于整流器和充电器合为一体的设计考虑。
具体来说：
（1）通常希望逆变器能得到一个电压稳定的电源。
但是由于种种因素的影响，比如市电电压变化频繁，有时低于380V（三相交流电输入），甚至低达340V；
有时高于380V，甚至高达420V等等，如果采用不可控整流电路，将使得整流器的直流输出不能保持稳定。
只有采用可控整流电路，同时采用必要的负反馈环节，自动地调节脉冲相位，才能保证整流器的直流输出电压的稳定。
（2）蓄电池充电电压必须能够调节。
不可控整流电路不能提供蓄电池通常状态下的浮充电压和过放电以后的均充电压（均衡充电电压）两种不同大小的电压。
因此采用可控整流电路比较好。
在可控整流电路中，典型应用电路是三相桥式全控整流电路。
3.1整流/充电器主回路设计
本设计中的整流/充电电路采用常见的三相桥式不控整流电路。
原理电路如下，图中KPl～KP6应该为二极管管。
图3.1三相桥式全控整流电路原理图
3.1.1整流变压器的设计
由前面所述可知，三相电网电压经空气开关和快速熔断器后，接在一星形/三角形接法的变压器的左边。
此变压器属整流变压器，不同于一般的电力变压器。
整流变压器在设计中的作用有三：
（1）它可扩大整流电路中晶闸管控制角的调节范围，提高调节性能。
（2）起隔离作用。
它使整流电路与电网电源隔离开来，使它们之间不发生电的直接联系，这样可减轻电网对整流/充电电路的干扰和影响，同时也减少了整流/充电电路对电网上其他用电设备的干扰。
（3）降压作用。
整流变压器将电网电压变换成与负载相匹配的电压，这有助于提高晶闸管整流器的性能。
一般清况下，整流器的副边次级电压低于原边初级电压，因此这里的整流变压器属降压变压器。
它的接线方式要与同步变压器接线相配合，以满足主回路电路与同步电压之间的相位关系。
根据本设计中UPS的功率（2.5KVA）整流变压器的容量可选1.5倍UPS额定功率3.75KVA，变比要根据蓄电池的电压而定。
3.1.2直流滤波电抗器和滤波电解电容的设计
在图3.1中，P1、N1两端的整流输出为脉动的直流电压，在这种直流电压中还含有较多的交流成分，它不利于逆变器的工作和蓄电池的充电，所以不能直接送往逆变器和为蓄电池充电，必须经过滤波。
1.滤波电抗器L:
L的作用可归结为以下三个方面：
（1）平波作用。
整流电压里含有对逆变器和蓄电池不利的交流成分，利用电抗器既能储存能量又能放出能量的特点，在电路中接入电抗器L减小整流电压脉动程度，起到平波作用。
（2）续流作用。
当整流器的晶闸管控制角增大到一定值后，在某段时间内桥式整流电路中各元件均不导通，此时整流器输出电压为零，输出电压的波形出现了不连续，输出电流也就出现了不连续。
这必将影响逆变器和蓄电池的供电连续性。
如果接入了电抗器L，在这段时间内电抗器将通过续流二极管所提供的通路，把它储存的能量释放出来，供给逆变器和蓄电池，形成导通回路，保证输出电流的连续性。
（3）限制短路电流上升率的作用。
当直流侧发生短路时，直流回路中的电流将猛然增大，危及晶闸管和硅整流元件如整流二极管。
利用电抗器上电流不能突变的特点，在电流中接入电抗器后可限制短路电流的上升率，从而起动保护整流器的作用。
2.滤波电容C:
电容C是大容量、高耐压滤波电解电容，起平滑滤波作用。
3.L和C的选用:
设计直流滤波器所用L和C的大小根据整流/充电器的容量合理计算，这里我们根据经验来取值。
L--考虑电感量大小和电流，选1mH/600A。
C--考虑大小和耐压值，选6800uF/450V两片。
3.1.3主回路电路
综上所述，本整流/充电器的主回路电路如图3.2所示。
图3.2整流/充电器的主回路电路图
在图3.2主回路电路中。
图中各元件说明如下：
KK------空气开关;
ZB------整流变压器，接法为Y/△——11；
RD1-3---整流输入端保护熔断器；
RD4-----整流输出端保护熔断器；
YR1-3---整流输入端压敏电阻保护；
YR4-----整流输出端压敏电阻保护；
S1-6----整流器件：
晶闸管SCR；
R1-6----晶闸管阻容吸收电阻；
Cl-6----晶闸管阻容吸收电容；
LEM-----霍尔电流传感器；
L-------滤波电感；
C7,C8--两个完全相同的滤波电解电容；
BI------蓄电池组；
在图3.2中，整流器件晶闸管SCR的参数应根据UPS的容量和蓄电池的端电压大小来选取。
其阻容吸收电路的电阻和电容可根据经验公式选取。
3.2整流/充电器控制设计
设计好整流/充电器的主回路电路后，进一步的工作就是设计控制电路。
本课题中整流/充电器的控制电路采用了以80C196KC单片机为主控的微机控制系统。
它主要由主控、测量与采集、脉冲输出与同步、信号输出以及电源等部分组成。
控制电路组成框图如图3.3。
图3.3整流/充电器的控制电路组成框图
3.2.1整流/充电器的控制原理
在UPS不间断电源中的整流器，除了供给逆变器直流输入外，还须完成对蓄电池的常规充电、快速充电、浮充电的功能。
因此整流器的输出是随着UPS不间断电源工作状态的变化而变化。
下面具体说明如何调节整流电路的输出。
在图3.1中，在接上负载后的整流输出
的大小为:
（3-1）
其中，
为整流器输出的直流电源平均值；
为整流变压器初级线电压；
为整流变压器次级相电压；
为晶闸管控制角，即晶闸管触发脉冲相位，是对应于触发脉冲出现的时刻距自然换相点的电角度，又称为延迟角。
从公式3-1可看出，调节晶闸管的控制角即可调节整流输出。
整流器提供给逆变器的直流输入必须是稳定的，这样才能有利于逆变器的正常工作，为此在设计中引入了电压负反馈并采用了PID控制算法。
即通过电压传感器对整流输出电压进行取样，与期望值进行比较，根据差值进行PID控制，从而实现整流输出的稳定。
3.2.2主控电路设计
整流/充电器主控电路以80C196芯片为核心，只扩展了一片程序存贮器27C64,辅以地址锁存器74HC373，复位电路、参考电压电路及振荡电路。
程序存贮器的片选信号直接取自80C196的地址线AD15，地址范围为:
2000H-3FFFH。
复位电路见图3-4。
工作原理是:
复位电路接收到硬件或软件复位信息（上电复位、监视定时器溢出、执行复位指RST）后，都会使单片机RESET引脚的电位变低。
图3-4所示的复位电路具有上电复位功能。
上电时通过R,C通路向电容C充电使单片机RESET引脚保持在低电平状态，随着复位电容充电电压的升高，RESET引脚电位变成高电平，完成上电复位。
图中的二极管D为复位电容C在掉电的情况下提供了一条迅速放电的通路，这样可保证芯片的反复上电的情况下可靠地复位。
图3.480C196单片机复位电路
参考电压电路是为采样A/D转换电路提供参考基准电压。
通过电阻降压、稳压管稳压获得。
基准电压源采用LM336-5.OV，它是一种新型带隙基准电压源，具有温度系数小、动态阻抗低、工作电流范围宽等优点。
应用电路见图3.5。
其中振荡电路晶振频率采用8MHZ,振荡电容选33pF。
图3.5参考电压电路
3.2.3脉冲输出与同步电路设计
如图3.1中，为了保证整流桥在合闸上电后共阴极组和共阳极组各有一个晶闸管导通，或者由于电流断续后能再次导通，必须对两组中应导通的一对晶闸管同时施加触发脉冲。
在本整流器触发控制设计中，采用了双窄脉冲强触发方式。
脉冲来自单片机8OC196的高速输出口
（通过编程产生六路触发脉冲波）。
脉冲输出电路如图3.6所示。
晶闸管的触发脉冲必须与主回路电路相同步，因此要设计同步电路以保证触发脉冲与主回路的同步。
同步电路取自主回路三相输入的A相，它经滤波、比较产生同步脉冲信号，见图3.7所示。
图3.6脉冲输出电路
图3.7同步电路
3.2.4测量与信号采集电路设计
信号采集与测量包括开关量和模拟量的采集和测量。
在本整流/充电器的设计中，采用直流采样。
交流输入电压的过、欠压保护均通过整流后的整流输出值进行整定保护。
因此本设计中模拟采集量包括整流输出电压和电流。
它们是通过霍尔电压、电流传感器传送来的，它们有降压、隔离的功能。
从传感器传送来的信号因含有谐波等干扰信号，不能直接进入单片机，须经过滤波、缓冲等环节。
滤波采用R、C滤波，缓冲采用电压跟随器，如图3.8所示。
图3.8直流采样电路
3.2.5信号输出电路设计
信号输出包括状态信号输出如开关量的输出、指示灯的状态。
开关量输出有保护继电器、光字牌、调压开关等。
与开关量的输入类似，开关量的输出要有光电隔离、驱动等环节。
开关量输出的典型电路见图3.9。
图3.9开关量输出电路
指示灯是利用发光二极管的点亮与熄灭两种二选状态来指示装置各部分的工作正常与否，如Vcc、Vp、交流或直流输入电源的有无。
装置的过、欠压保护、过流保护、同步保护是通过指示灯和继电器同时进行的，一方面指示故障类型，另一方面保护继电器动作，保护装置。
3.2.6工作电源设计
本整流/充电器的工作电源设计采用以小型开关电源模块为中心的设计方案。
此小型开关电源模块可输出+5V（Vss）,+15V、-15V、+24V（GND）等几种装置必须的工作电压。
它的输入为交流220V或直流220V。
基于整个装置控制电路工作功率的考虑，此开关电源模块输出电流为5V/1A,24V/0.5A,15V/0.3A、-15V/0.3A等几种。
对于放大器的工作电源，TL084选用
15V,LM324的V+为+6.2V,V-为-0.7V,它们分别由如图3.10所示的电路获得。
图3.10放大器工作电源电路
4.PWM逆变器的设计
在图4-1中，I-LEM和V-LEM分别为霍尔电流、电压传感器。
逆变开关器件采用两单元的IGBT模块。
T1为工频隔离变压器。
静态开关由一对反并联的快速晶闸管组成。
图4-1逆变器主电路图
IGBT的大小选择主要考虑耐压、耐流。
根据逆变器的容量（20KVA）和输出电压（380V），额定电流计算如下：
考虑裕量（3倍以上）额定电流取10A；
耐压（裕量取3倍以上）取1500V。
设计如下IGBT驱动电路：
以日本富士公司生成的IGBT专门驱动芯片EXB841为核心器件，同时配以其他必要的器件，如图4-5所示。
EXB841可驱动300A/1200V的IGBT；
信号延迟时间小于1us；
工作频率可达40-50KHZ；
内部有高速光耦隔离输入信号；
有短路保护功能。
下面结合图4-2对其外围电路进行说明。
图4-2利用EXB841组成IGBT驱动电路
PWM脉宽调制波从EXB841的14,15脚输入，经过EXB841的内部高速光耦隔离后放大，再从3脚输出IGBT的PWM驱动信号。
2脚是EXB841的工作电源+20V的接入脚；
1脚提供IGBT的-5V反向关断电压，电容C1,C2是为了吸收由于电源接线阻抗而引起的供电电压的变化。
R3并联在2脚和1脚之间，提高共模抗干扰能力。
R4为栅源电阻。
为栅极电阻。
6脚是EXB841过流检测输出脚，一旦过流发生，它通过快恢复二极管D1快速关断驱动信号，实现IGBT的保护。
同时，EXB841内部过流封锁电路在5脚输出过流信号，可通过高速光电隔离器件送出过流报警信号。
EXB841的1脚输出的-5V是内部-5.1V稳压管提供的，应用中常因功率不足易被外界干扰所产生的尖峰信号击穿损坏，以致不能很好地抑制IGBT的栅极的电压波动，从而造成IGBT的损坏。
因此在EXB841电路外部并接一个功率为1W的5.1V稳压管Z1。
这样可有效地防止驱动块的损坏，同时也能更可靠地驱动和关断IGBT。
Z2是由两个10V的稳压管正负对接而成，是为了防止高压尖峰造成IGBT的栅源击穿。
EXB841的工作电源为+20V，不是常见电源输出值。
考虑到各EXB841模块的隔离驱动，因此每个EX841的工作电源必须独立，不能共用一个电源。
在本设计中，采用了专门定做的DC/DC模块电源。
直流输入来自系统工作开关电源的+24V/0.5A（对GND）。
图4-2给出了由EXB841产生的IGBT的驱动脉冲波形
，其正向电压幅值为10V，负电压幅值为5V。
5.切换与控制技术
UPS电源的逆变器产生的50Hz正弦波电源应随时保持与市电50Hz工频旁路电源的同频、同相、同幅和较小的正弦波失真度的关系。
这就是UPS电源切换操作的基本工作条件。
也只有在这样的条件下才能使UPS电源在执行逆变器供电与市电交流旁路供电之间切换操作时，实现上述两种电源之间不存在任何瞬态电压差或是在瞬态电压差足够小的条件下的安全切换操作。
为此，在UPS电源系统控制中引入了“锁相同步”环节。
为防止静态开关或逆变器因环流过大而烧毁，在大型UPS电源中都设置了专门的同步锁相环节，以保证同步切换的需要。
在大功率UPS中，同步锁相是保证UPS在交流旁路电源和逆变器电源之间正常切换的基本条件,而静态开关为正常切换提供了硬件基础。
在同步的条件下，正确控制静态开关的导通和关断成为UPS静态旁路控制技术的核心。
由静态开关的基本原理可知:
静态开关1和2必须也总是处于互锁的状态。
也就是说静态开关1和2是互为闭锁的。
设计中，两组静态开关中的快速晶闸管采用高可靠性的互锁电路来控制。
根据晶闸管导通和关断的基本原理，其触发控制有多种方法：
可采用微机产生触发脉冲来控制，也可采用快速继电器控制。
前者增加了CPU的软件开销，且易受外界强磁场的干扰；
后者增加了一定的硬件成本，但具有控制可靠、简单方便的特点。
本设计中，利用静态开关是一对晶闸管反并联的特点，控制上采用了一种快速继电器控制的方法。
其电路接法如图5-1所示。
图5-1静态开关1和2的控制电路图5-2静态开关的控制原理示意图
在静态旁路电路中，直接利用交流市电电源电压作为晶闸管的正向导通和反向关断电压。
将反并联的两快速晶闸管的门极通过继电器的触点连接起来。
静态开关的这种控制方法的原理可通过图5-2来解释。
其中Al,A2为反并联晶闸管的阳极，K1,K2为阴极，G1和G2为门极。
当连接两门极的继电器的触点闭合后，在交流市电的正半周期内，晶闸管1导通，在交流市电的负半周期内，晶闸管2导通，这样在交流市电的整个周期内，市电均能通过静态开关向负载供电。
在上图中，只画出了一相的电路示意图。
在线式UPS中，逆变器在线工作，旁路为后备，因此接在旁路静态开关1上的为继电器的常开接点，接在逆变器静态开关2上的为继电器的常闭接点。
当从逆变器供电同步切换至后备旁路时，静态开关1的控制继电器的常开接点闭合，静态开关1的快速晶闸管导通，此时出现旁路电源和逆变器同时向负载供电的情况。
随后断开控制静态开关2的继电器的常闭接点，在继电器接点断开后，静态开关2关断，负载由市电交流旁路电源供电，完成从逆变在线供电向后备供电的切换。
从后备旁路向逆变器供电切换时与上述情况相反，闭合控制静态开关2的继电器的接点，静态开关2导通，随后断开控制静态开关1的继电器的接点，在继电器接断开后，静态开关1关断，负载由逆变器供电，完成切换。
6.基于MATLAB的原理仿真
本次设计利用MATLAB进行仿真验证整流逆变过程，其仿真主体框图如图6-1所示。
图6-1系统仿真原理图
反馈回路说明：
将反馈电压与设定值通过加法器相比较，然后经过PI运算后来控制MOSFET管的开通与关断，MOSFET管左边三相整流输出与电感L、MOSFET管、MOSFET右侧电路构成简单的升压斩波电路，通过MOSFETT管的开通与关断使输出电压接近目标值。
通过图中不控整流模块，得到脉动直流，滤波后，波形如图6-2所示。
图6-2脉动直流波形
图中横坐标为时间t,纵坐标为电压U。
图6-3逆变后输出电压波形
图6-4THD波形
图6-5带阻感负载电流、电压波形
从以上仿真波形可以看出，输出三相电压幅值约为500V，周期为0.02s，即频率为50HZ。
THD稳定后基本为0，所带阻感负载功率约为1600VA，UPS容量约为2000VA，均达到任务要求
心得体会
参考文献
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