用分立元件设计放大器电路教程要点.docx

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用分立元件设计放大器电路教程要点

用分立元件设计放大器教程

一、功率放大器基本电路特色

互补对称式OTL功率放大器基本电路如图①所示。

此中：

C1为信号输入巧合元件，须注意极性应于实质电路中的电位状况保持一致。

R1和R2构成BG1的偏置电路，给BG1供应静态工作点，同时也在整个电路中起到直流负反应作用。

要求通

过R1的电流大于BG1的基极电流起码5倍，依据β为100、Ic1为2mA计算，R1应不大于6k，故给定为5.1k；C1所以也相应给定为22μ，它对20Hz信号的阻抗为362Ω；R2需依据电源采纳的详细电压确立，约为R1（E/2-0.6）/0.6，依据32V电压值应取为约120K，切实值通

过实质调试使BG1集电极电压为15.4V来获取。

C2与R3构成自举电路，要求R3×C2＞1/10、（R3＋R4）×Ic1＝E/2－1.2，因R4是BG1

的沟通负载电阻，应尽可能取大一点，R3一般取在1k以内。

依据32V电源电压值和Ic1为2mA进行计算，R3与R4之和为7.2k，实质将R3给为820Ω、R4给为6.8k，Ic1则为1.94mA；C2所以可取给为220μ。

R5和D是BG2、BG3互补管的偏置电路元件，给BG2、BG3

点，在能够除去交越失真状况下尽量取小值，依据实验结果一般取在

值可使BG2与BG3的基极间电压降改变而实现对其静态工作的调整，

共同供应一个合适静态工作3mA～4mA；改变R5阻与R5串连的D是为了补

偿BG2、BG3发射结门槛电压随温度发生的变化，最好采纳两只二极管串连起来赔偿互补管发

射结门槛电压随温度发生的变化，使互补管静态工作点稳固。

简化电路中省略使用一只二极管。

并联在BG2、BG3基极间的C4，可使动向工作时的UAB减小，一般取为47μ；C3是防备

BG1

产生高频自激的沟通负反应电容，一般取为

47P～200P。

BG1起电压放大作用，在该电路中被称为激励级，要求Buceo＞E、Iceo≤Ic1/400＝5μA、

β＝100～200，所以应采纳小功率低噪声三极管。

BG2和BG3是互补电流放大极，分别与BG4、

BG5构成复合管对输出电流进行放大，要求Buceo＞E、Iceo≤Ic2/100＝30μA、β＝100～200。

在BG4、BG5使用一般大功率三级管而不是内部已经做成复合式大功率三级管的状况下，BG2

与BG3需要供应给后级大功率三级管超出100mA的峰值驱动电流，所以应使用中功率三级管。

BG4和BG5是负责放大输出电流的大功率管，静态工作电流可取在10mA～30mA，要求Buceo

＞E、Iceo≤Ic4/100＝0.1mA、β＝50～100。

BG4和BG5的最大极限电流Imax应当比输出电流

最大幅值大1倍，方能保证输出电流最大幅值时β＞10。

R6和R7分别是BG4和BG5静态工作点调整分流电阻，动向工作时的分流作用能够忽视

不计。

在Ube4和Ube5都等于0.6V标准参数时，由互补电流放大级的静态工作电流取在3mA～

4mA，可计算出R6和R7应取为220Ω。

实质上，大功率三级管Ube可能相差较大，BG4和BG5的Ube需经过实测进行配对使用，借助自举电路工作的半边复合管的总电流放大率应应比不借助自举电路工作的另半边复合管要小。

R8和R9分别是防备BG4和BG过流的限流电阻，一般取在0.2Ω～0.5Ω之间。

将用200mm长、直径为φ0.08的漆包线两头分别焊接在1k以上电阻两头，把对折起来的漆包线绕在电阻上即可。

相当于熔断保险管的作用，属于最简单的非智能式限流烧断保护方式。

C5和C6是信号输出电容，用一只小容量电容与大容量电容并联起来使用，可除去大容量

电容内部拥有的较大电感对高频次信号的阻挡。

注意它其实是起到中点浮动电源作用，所以电容量不是依据对通拼带下端沟通信号的阻抗应为多大来计算，而是依据输出功率需要耗费多少能量进行计算。

在中点浮动电源电压跟着输出电流进行颠簸而致使输出信号截波时，就会产生严重削波失真。

依据电容储藏的能量与电压平方成正比关系，中点浮动电源的输出电容，容量应是总电源上储能电容量的4倍。

C9和R10是沟通负反应网路，与R2、R1共同构成电压并联负反愧。

R2与R1构成的直流负反愧可使总的电压放大倍率约等于R2除以（等于R1与BG1的发射结动向电阻并联），

依据图①设计参数约为100倍，加入C9和R10的沟通负反应网路后，总的电压放大倍率约等

于R2与R10的并联电阻除以1.2k，约为18倍。

实践证明，采纳这类方式工作的电压并联负反愧表现成效很不优秀。

二、对功率放大器基本电路的改良

在图①所示的互补对称式OTL功率放大器基本电路中，信号输入激励级的内阻只有1k，需要做阻抗变换才能与大部份中、高阻信号源般配。

将信号输入激励级直接改成复合管是最简单的方式，复合管的接法有多种详细电路，最正确方案是采纳图②所示的接法。

新增添的前置级实质上相当于简单的电压控制电流型运算放大器，BG0的基极与发射极相当于运算放大器的正输入端和负输入端，正输入端的动向电阻已经提升到10K以上。

同时，从功率放大器输出端接到负输入端发射极负反应电阻R10和取样电阻R11之比决定着总的电压放大倍率。

电路调试重点也是先将R5调理成短路0电阻状况使BG2～BG5处于截止状态，用两只

1K/2W电阻分别从总电源两头接到输出端获取中点电压。

用一只200K电位器取代R1或R2接在电路板上，用导线将C1输入电容信号输入端与地短路。

接通电源，丈量BG1的集电极到发

射极的电压降Uce，调理200K电位器使Uce等于E/2-0.6；在总电源电压为32V时，BG1的静态Uce应等于±0.1V。

而后丈量200K电位器实质所处的电阻值，换成同阻值固定电阻替代电位器，再丈量BG1静态Uce应当在±0.2V以内。

确立好BG1的静态Uce后，再从小到大调理R5使BG4和BG5的静态工作电流为15mA。

为保险起见，可将R8与R9换接成100Ω/2W电阻，先丈量R8与R9上的静态电压降应为1.5V。

断开电源，丈量R5可调电阻实质所处的电阻值，将R5换成相同阻值的固定电阻，拆掉先前从输出端分别连结到电源两头的1k/2W分压电阻。

再接通电源，丈量R8与R9上的静态电压降应

保持在1.2V～1.8V之间。

丈量输出中点电平也应为16V±0.5V之间。

把C1输入电容信号输入端与地断开悬空，丈量R8与R9的电压降，用起子遇到C1输入端时R8与R9上的电压降显然

变大。

而后把R8与R9换成0.3Ω电阻，接上喇叭试听。

接通电源时因C0充电，输出端中点电压需要从零迟缓上涨，因此只产生略微冲击声。

2秒钟后，用手碰C1输入端时喇叭将发出“呜”的沟通声。

将C1输入端与地（电源负端）短路，喇叭应不发作声音，实质会发出略微背景白噪声或很小声的沟通哼声。

图②所示的互补对称式OTL功率放大器改良电路，有一个显然的弊端是信号输入端直流电

平比输出端中点电压要低2V～3V，在大众还没有运放IC使用和三极管元件价钱高的20世纪

80年月初，它已经是很优秀的可使用单电源的功率放大器适用电路。

20世纪80年月中期，运

放IC开始推出，人们开始采纳运放IC来担当前置极和激励极。

典型电路如图③所示，因运放IC不需调整静态工作点，只需调理R5使BG2～BG5的静态工作电流10mA～20mA即可。

注意，固然运放IC不需调整静态工作点，但在BG2～BG5处于截止状态时，由R8、R9和BG3、BG5发射结正导游通将运放IC负输入端置为高电平，运放

IC输出低电平，于是经过BG3发射结把运放IC负输入端置为低电平，运放IC输出端翻转成高电平，结果处于输出不定的低频次振荡状态，不可以供应稳固的参照取点电平。

在这类状况下调整

BG2～BG5的静态工作电流，运放IC输出端为高电平常调理R5无效；而运放IC输出端为0

电平常BG5不可以导通，调理R5只好使BG2、BG3、BG4进入工作区，BG2实质只起到二极管的作用，经BG4和BG2的电流直所有灌入运放IC输出端，结果使BG2和运放IC因过流而破坏！

（我以前把当时手头所拥有的几个国产运放IC和十几个中功率三级管所有破坏，也未能将

静态工作点调整出来。

）一定先用导线将运放IC的负输入端与输出端连通，暂不接上负反应电

阻R6，让运放IC以跟从器方式输出稳固的参照取点电平，在此状态下调理R5使BG2～BG5

的静态工作电流为15mA，将R5换成相同阻值的固定电阻后确认BG2～BG5的静态工作电流

在10mA～20mA之间，再将运放IC的负输入端与输出端端开，把反应电阻R6接入电路中。

使用运放IC担当前置极和激励极后，最好将BG2～BG5的静态工作电流偏置方式改成由三极管与分压电阻构成的稳压器，这样能够在电源电压发生较大变化下保持几乎相同的静态工作电

流。

图④即是经过改良后的电路，

BG1发射结门槛电压与BG2、BG3、BG4的门槛电压一起随

温度变化，自己可起到温度赔偿作用。

为了减少运放IC输出端的静态工作电流，在运放IC输出

端赠加了到地端的分流电阻R10

。

有了该分流电阻后，调整BG2～BG5的静态工作电流时能够

先不接入运放IC，直接由此中的

R7、R8和R10分压出近似的中点参照电平。

先从0到大调理

R5使BG2～BG5的静态工作电流在10mA～20mA之间，再接入运放IC，电路即能正常工作。

此外，在运放IC输出端串连一只1k限流电阻R15，可保证运放IC输出端处于0电平常BG5也不会进入截止状态。

使用运放IC担当前置极和激励极，最大的长处是输出端直流电平与信号输入端直流电平严

格一致，相差不大于±0.05V。

这样就能够制作出由两个OTL功率放大器构成的反向输出的BTL功率放大器，而在输出端直流电平与信号输入端直流电平相差悬殊状况下，两个OTL功率放大器的正、反相输出端直流电平常常会相差超出0.5V，显然影响喇叭的工作均衡地点。

BTL功率放大器的正、反相输出端直流电平直流电平相差一定小于0.1V，喇叭的工作均衡地点才不会发

生显然偏离自由均衡地点。

喇叭的工作均衡地点显然偏离自由均衡地点时，正反方向的机械振动幅度不对称，发出的声波将产生畸变不自然。

此外，输出端直流电平与信号输入端直流电平严格

一致，才使得使用正、负双电源供电的OCL功率放大器成为现实。

不然，因输出端直流电平与电源中点电平相差较大，将致使喇叭不可以优秀的正常工作。

因为大多数运放IC的工作电压都不高，性能优秀的高电压运放IC品种少、价钱高，人们也能够采纳与运放IC前置级相同的差动放大电路来达到相同目的。

图⑤即是采纳差动放大方式做

前置极的典型电路，它比图①所示的互补对称式OTL功率放大器基本电路多用2只需求特征一致的三极管，比图②所示的改良型互补对称式OTL功率放大器适用电路多用1只三极管。

说倒底，其实不是人们不知道怎么设计功率放大器，而是遇到器件选择上的限制，在不一样历史期间只好

使用相应的设计电路。

在20世纪80年月后期，人们才开始比较简单找到特征一致的三极管进行配对使用。

因差动放大极的静态电流可由电路设计参数正确给定，不用调理差动放大管的静态

电流。

在图⑤电路使用32V电源的状况下，前置差动放大管的静态电流为

只需先调理R12使BG1的集电极到地端的电压降为15.4V，再调理R5

作电流在10mA～20mA之间即可。

0.51mA～0.52mA，使BG2～BG5的静态工

在调整BG1的静态电流时，相同先要将R5调理成短路0电阻状况使BG2～BG5处于截止

状态，暂不接入负反应电阻R10，用导线将BG6、BG0的基极短路。

接通电源，先调理R12使BG1集电极到地端的电压降为15.4V±0.2V，再调理R5使BG2～BG5的静态工作电流为15mA。

为保险起见，先将R8与R9换接成100Ω/2W电阻，丈量R8与R9上的静态电压降应为1.5V。

断开电源，丈量R5与R12可调电阻实质所处的电阻值，将它们换成相同阻值的固定电阻。

接通电源，丈量R8与R9上的静态电压降应保持在1.2V～1.8V之间。

丈量输出中点电平应在16V±0.3V之间。

断开电源，将BG6、BG0的基极间连结导线取掉，把负反应电阻R10接入电路。

再接通电源，丈量R8与R9上的静态电压降应保持在1.2V～1.8V之间。

丈量输出中点电平应在16V±0.2V之间，差分管电流放大倍率越大，输出端直流电平与信号输入端直流电平相差

越小。

用起子碰C1输入端时R8与R9上的电压降显然变大。

而后把R8与R9换成0.3Ω电阻，

接上喇叭试听。

接通电源时输出端中点电压需要从零迟缓上涨，因此只产生略微冲击声。

2秒钟后，用手碰C1输入端喇叭将发出“呜”的沟通声。

将C1输入端与地（电源负端）短路，喇叭应不发作声音，实质会发出略微背景白噪声或很小声的沟通哼声。

三、对功率放大器适用电路的完美

采纳自举电路设计的功率放大器固然电路相对较为简单，但却存在下限工作频次截止点。

而引入自举电路是为了防止对上半波进行放大时没有足够电流供应给互补管使用，在不缺三极管使用的状况下，能够采纳恒流源来保证对上半波进行放大时也有足够的电流供应给互补管使用。

与

此同时，将差动放大器也设计成由恒流源供应工作电流，能够大大提升对共态噪声的克制比和放

宽对电源电压的正确要求。

图⑥是使用恒流源的功率放大器典型电路，此中：

BG3与BG4构成

标准恒流源，前者给前置差动放大极供应1mA恒定总电流，2只差分管BG1、BG2各获取0.5mA的静态工作电流；后者供应2mA恒定电流，与激励极BG5的静态工作电流2mA相等，从而使

放大器输出端Q的静态中点电压完整由阻值相同的R13与R14分压确立出来，不会过大偏离E/2。

串连在下方R14上的D1是为了赔偿上方复合管的门槛压降比下方单调的互补管门槛压降

多一个PN结压降，保证由阻值相同的R13与R14分压确立出来的中点电压更正确。

激励极BG5的静态工作电流已经由R4上的1V压降和R12阻值200Ω确立为2mA，也不用调理。

所以，在调理BG7～BG10的静态工作电流时先不接入BG4和BG5，直接在R13与R14分压出中点参

考电压并供应有0.4mA～1.1mA的偏置电流给BG6工作状况下，由最小零电阻开端调理R10使BG7～BG10的静态工作电流为15mA即可。

而后把R10换成固定电阻，将BG4和BG5接入电路板，放大器马上正常工作。

固然元件参数存在失散性，可能使BG5激励极的实质静态工作电流与BG4恒流源电流有少许相差，差动放大极也会依据输出端Q的静态电压偏离中点状况

自动改变BG1的实质静态工作电流，使BG5的实质静态工作电流与BG4恒流源电流完整相等。

自然，对BG5实质静态工作电流进行自动调理后，差动放大极的静态工作电流不一样意此中任何

一个显然减少太多。

依据图⑥中的元件参数，只需变化0.1mA就能够让BG5的静态工作电流变化1mA，足以实现对BG5的静态工作电流调整。

但是，因为恒流源限制了激励极处于截止状态时所能供应的最大电流，提升电源电压后其实不可以相应的提升输出幅值。

固然相应增添恒流源电流能够提升输出幅值，但却使激励极静态工作电流也相应增大，稳固性变差。

较好的方法是引入镜像电路，采纳上下对称的差动电流放大方式驱动后边的互补对称功率放大管工作。

图⑦即是采纳上下对称差动电流放大方式作激励极的功率放大器适用电路，因输出功率较大，为防止过载破坏器件，电路中加进了限制最大输出电流的保护功能。

此中，BG4和BG5构成的镜像电路，可使BG5的工作电流Ic5与BG4的工作电流Ic4

保持完整相等，从而对驱动BG6。

实现由BG6、BG7构成上下对称的差动电流放大方式。

这样，

即可保证在上半波信号需要激励极供应更大驱动电流时，BG6也同步能输出更大的驱动电流给

后极功率放大管。

要达到相同目的，人们也能够采纳再并联一对互补对称的前置差动放大器，由

它实现对BG6的驱动。

但因为镜像电路对元件的要求没有前置差动放大器高，采纳两对前置差

动放大器其实不可以对整个电路提升任何性能，大可不用使用那种多花代价的笨方法。

该电路的调整方式与图⑥所示的使用恒流源的功率放大器电路完整相同。

从工作原理上考虑，采纳上下对称差动电流放大方式作激励极的电路已无缺点。

但因为大功率三极管的特征其实不理想，在输出电流达到1A以上时，电流放大倍率只有10～25，将使得驱动大功率三极管工作的互补管一定供应超出200mA以上电流给后极。

互补管自己的功耗常常超

过2W，发热严重，互补管也需要此外装散热器。

在电子元件厂家已经研制生产出大功率达林顿

管的状况下，改用内部已做成复合管的达林顿管作最后级电流放大管，能够大大减少对互补管的输出驱动电流要求。

如SGS企业生产的TIP系列大功率达林顿管，在输出电流达到2A以上时，电流放大倍率也能达到500以上，从而只需要互补管供应20mA以下驱动电流给后极工作，互补管自己的功耗降低到0.2W以下。

需要改正的设计参数不过依据达林顿管的门槛电压等于一般

三极管门槛电压的2倍，把供应静态工作电流的偏置分流电阻R18、R19增添一倍阻值，以便保持互补管的静态工作电流不改变。

同时互补管BG9、BG10基级间的电压降比先前增添一只一般三极管的门槛电压，它对电路静态工作电流的调整方式毫无影响。

因为达林顿管不是专为音频功率放大器研制的器件，工作频次上限其实不很高。

一般大功率三

极管的频次上限只达到1MHz，专为音频功率放大器研制的大功率三极管也只好达到10MHz，最好的不超出100MHz。

固然音频范围只有10Hz～20kHz，但是三极管的电流放大倍率与工作频次有关，处于工作频次上限时，电流放大倍率会降落到1倍。

这使得工作频次上限低的三极管

对20kHz高音的放大能力比2kHz中音的放大能力要低，也就致使开环状态下高音与中音的电流放大倍率已经不保持相同。

而闭环负反应对整个音频保持相同的取样倍率，其实不改变混淆信号里高音电流放大倍率比中音电流放大倍率低的状况，从而使混淆信号里的高音实质比中音的放大倍率要低。

所以，使用工作频次上限高的大功率三极管，可使混淆信号里高音电流放大倍率比中

音电流放大倍率降落得要少。

假如使用频次上限只达到1MHz的大功率三极管束作音频功率放

大器，将感觉8kHz以上的高音成分严重不足。

故此，外国的电子元件制造厂已经在20世纪90年月研制出性能超群的音频功率放大器专用大功率三极管。

日本三肯企业制造的三肯管是最早出

名的音频功率放大器专用大功率三极管，但它们都不是达林顿管，需要性能相同超群的中功率来做驱动前极，并且要给驱动前极中功率安装散热器。

到20世纪80年月后期，人们研制出性能更高的大功率场效应管。

任何大功率场效应管的

工作频次上限也能达到100MHz，但因开初缺乏高工作电压的大功率场效应管，生产厂家制作输出功率超出40W的功率放大器仍是以采纳大功率三极管。

实质上，使用大功率场效应管束作功

率放大器比使用大功率三极管束作功率放大器更方便。

但需要特别注意一点，固然效应管是电压

控制型器件，但大功率场效应管的输入栅极与源极之间存在较大的结电容，可达到800P左右，所以在工作频次较高的状况下相同要供应5mA～10mA充放电驱动电流。

窜联在栅极前的电阻

会影响对输入结电容的充放电，阻值尽量取小。

图⑨即是采纳大功率场效应管的适用功率放大器电路，因为某些大功率场效应管栅极没有内置限压保护稳压管，专门在电路中加入了限压保护稳压管。

使用没有内置限压保护稳压管的大功率场效应管，焊接时一定先用导线将栅极与源极短路，

焊接好大功率场效应管和限压保护稳压管后才能将栅极与源极间的短路导线去除。

采纳大功率场效应管设计的功率放大器，调试方式与采纳大功率三极管设计的功率放大器完整相同。

需要注意的是，大功率场效应管的门槛电压在2V～3V之间，（三星企业生产的大功率场效应管门槛电压多为2V），大功率场效应管的实质工作电压不要超出最大同意电压的一半值，最大工作电流峰值不要超出同意电流的2/3方能保证安全靠谱工作。

这个要求已经比对三机管的要求宽好多，三机管的实质工作电压也不可以超出最大同意电压的一半值，而三机管的最大工作电流峰值不可以超出最大同意电流的1/3方能正常工作。

大功率场效应管还有一个极大的长处是温度稳固性能十分优秀，从25℃～125℃，工作特征几乎完整相同。

所以使用大功率场效应管时，散热器上的温度也能够相应同意高到90℃，而三极管还存在二此击穿的可能，实质同意工作的温度应限制在70℃以下。

四、使用多组电源供电高效功率放大器

没有把输出端中点电压严格控制在要求理想数值状况下，功率放大器只好使用单电源供电，

中点电源采纳自动跟从的浮动方式实现。

只需给足够大容量的储能电容，实质输出能力与使用双

电源的OCL输出方式并没有差别。

之所以要采纳OCL输出方式，除了面能够进一步设计出性能

更好功率放大器外，更大的实质意义是使用正负双电源供电的OCL输出方式能够进一步降低电

路背景噪声。

在功率放大器前置信号输入级采纳差动放大电路后，输出端直流电平已经能与信号输入端直流电平保持基真相等，相差小于±0.2V。

在这类状况下，将信号输入端直流电平偏置电

阻连结到正负双电源中点电位上，就能够把单电源供电的OTL输出方式改成使用正负双电源供电的OCL输出方式，不再使用自动跟从的浮动中点电源。

其实，使用运放