采用UC3854的有源功率因数校正电路工作原理与应用.docx

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tT陆爱笛发表于2009-11-1609：

33|只看该作者--[资料分享]UC1854、UC2854、UC3854功率因数校正控制器资料分享采用UC3854的有源功率因数校正电路工作原理与应用一.功率因数校正原理1.功率因数（PF）的定义功率因数（PF）是指交流输入有功功率（P）与输入视在功率（S）的比值。

即

所以功率因数可以定义为输入电流失真系数（）与相移因数（）的乘积。

可见功率因数（PF）由电流失真系数（）和基波电压、基波电流相移因数（）决定。

低，则表示用电电器设备的无功功率大，设备利用率低，导线、变压器绕组损耗大。

同时，值低，则表示输入电流谐波分量大，将造成输入电流波形畸变，对电网造成污染，严重时，对三相四线制供电，还会造成中线电位偏移，致使用电电器设备损坏。

由于常规整流装置常使用非线性器件（如可控硅、二极管），整流器件的导通角小于180o，从而产生大量谐波电流成份，而谐波电流成份不做功，只有基波电流成份做功。

所以相移因数（）和电流失真系数（）相比，输入电流失真系数（）对供电线路功率因数（PF）的影响更大。

为了提高供电线路功率因数，保护用电设备，世界上许多国家和相关国际组织制定出相应的技术标准，以限制谐波电流含量。

如：

IEC555-2，IEC61000-3-2，EN60555-2等标准，它们规定了允许产生的最大谐波电流。

我国于1994年也颁布了《电能质量公用电网谐波》标准（GB/T14549-93）。

传统的功率因数概念是假定输入电流无谐波电流（即I1=Irms或=1）的条件下得到的，这样功率因数的定义就变成了PF=。

二.PF与总谐波失真系数（THD：

TheTotalHarmonicDistortion）的关系三.功率因数校正实现方法由功率因数可知，要提高功率因数，有两个途径：

1.使输入电压、输入电流同相位。

此时=1，所以PF=。

2.使输入电流正弦化。

即Irms=I1（谐波为零），有即；从而实现功率因数校正。

利用功率因数校正技术可以使交流输入电流波形完全跟踪交流输入电压波形，使输入电流波形呈纯正弦波，并且和输入电压同相位，此时整流器的负载可等效为纯电阻，所以有的地方又把功率因数校正电路叫做电阻仿真器。

四.有源功率因数校正方法分类1.按有源功率因数校正电路结构分

（1）降压式：

因噪声大，滤波困难，功率开关管上电压应力大，控制驱动电平浮动，很少被采用。

（2）升/降压式：

需用二个功率开关管，有一个功率开关管的驱动控制信号浮动，电路复杂，较少采用。

（3）反激式：

输出与输入隔离，输出电压可以任意选择，采用简单电压型控制，适用于150W以下功率的应用场合。

（4）升压式（boost）：

简单电流型控制，PF值高，总谐波失真（THD）小，效率高，但是输出电压高于输入电压。

适用于75W~2000W功率范围的应用场合，应用最为广泛。

它具有以下优点：

1电路中的电感L适用于电流型控制。

2由于升压型APFC的预调整作用在输出电容器C上保持高电压，所以电容器C体积小、储能大。

3在整个交流输入电压变化范围内能保持很高的功率因数。

4输入电流连续，并且在APFC开关瞬间输入电流小，易于EMI滤波。

5升压电感L能阻止快速的电压、电流瞬变，提高了电路工作可靠性。

UC3854是一种工作于平均电流的的升压型（boost）APFC电路，它的峰值开关电流近似等于输入电流，是目前使用最广泛的APFC电路。

2.按输入电流的控制原理分

（1）平均电流型：

工作频率固定，输入电流连续（CCM），波形图如图1（a）所示。

TI的UC3854就工作在平均电流控制方式。

这种控制方式的优点是：

1恒频控制。

2工作在电感电流连续状态，开关管电流有效值小、EMI滤波器体积小。

3能抑制开关噪声。

4输入电流波形失真小。

主要缺点是：

1控制电路复杂。

2需用乘法器和除法器。

3需检测电感电流。

4需电流控制环路。

（2）滞后电流型。

工作频率可变，电流达到滞后带内发生功率开关通与断操作，使输入电流上升、下降。

电流波形平均值取决于电感输入电流，波形图如图1（b）所示。

（3）峰值电流型。

工作频率变化，电流不连续（DCM），工作波形图如图1（c）所示。

DCM采用跟随器方法具有电路简单、易于实现的优点，但存在以下缺点：

①功率因数和输入电压Vin与输出电压VO的比值有关。

即当Vin变化时，功率因数PF值也将发生变化，同时输入电流波形随的加大而THD变大。

②开关管的峰值电流大（在相同容量情况下，DCM中通过开关器件的峰值电流为CCM的两倍），从而导致开关管损耗增加。

所以在大功率APFC电路中，常采用CCM方式。

（4）电压控制型。

工作频率固定，电流不连续，工作波形图如图1（d）所示。

图1输入电流波形图四.有源功率因数校正的实现下面以常见的美国TI公司生产的APFC用集成电路UC3854介绍其性能特点、工作原理与典型应用电路。

1.UC3854控制集成电路

（1）UC3854引脚功能说明（参见图3、图4）。

UC3854引脚功能如表1所示。

表1UC3854的引脚（端）功能引脚号引脚符号引脚功能

（1）GND接地端，器件内部电压均以此端电压为基准

（2）PKLMT峰值限定端，其阈值电压为零伏与芯片外检测电阻负端相连，可与芯片内接基准电压的电阻相连，使峰值电流比较器反向端电位补偿至零（3）CAout电流误差放大器输出端，对输入总线电流进行检测，并向脉冲宽度调制器发出电流校正信号的宽带运放输出（4）Isense电流检测信号接至电流放大器反向输入端，（4）引脚电压应高于-0.5V（因采用二极管对地保护）（5）Multout乘法放大器的输出和电流误差放大器的同相输入端（6）IAC乘法器的前馈交流输入端，与B端相连，（6）引脚的设定电压为6V，通过外接电阻与整

（7）VAout误差电压放大器的输出电压，这个信号又与乘法器A端相连，但若低于1V乘法器便无输出（8）VRMS前馈总线有效值电压端，与跟输入线电压有效值成正比的电阻相连时，可对线电压的变化进行补偿（9）VREF基准电压输出端，可对外围电路提供10mA的驱动电流（10）ENA允许比较器输入端，不用时与+5V电压相连（11）V检测电压误差放大器反相输入端，在芯片外与反馈网络相连，或通过分压网络与功率因数校正器输出端相连（12）Rset（12）端信号与地接入不同的电阻，用来调节振荡器的输出和乘法器的最大输出（13）SS软启动端，与误差放大器同相端相连（14）CT接对地电容器CT，作为振荡器的定时电容（15）Vcc正电源阈值为10V~16V（16）GTDRVPWM信号的图腾输出端，外接MOSFET管的栅极，该电压被钳位在15V

（2）UC3854中的前馈作用UC3854的电路框图和内部工作框图如图2、图3所示。

在APFC电路中，整流桥后面的滤波电容器移到了整个电路的输出端（见图2、图4中的电解电容C），这是因为Vin应保持半正弦的波形，而Vout需要保持稳定。

从图3所示的UC3854工作框图中可以看到，它有一个乘法器和除法器，它的输出为，而C为前馈电压VS的平方，之所以要除C是为了保证在高功率因数的条件下，使APFC的输入功率Pi不随输入电压Vin的变化而变化。

工作原理分析、推导如下：

乘法器的输出为式中：

Km表示乘法器的增益因子。

Kin表示输入脉动电压缩小的比例因子。

电流控制环按照Vin和电流检测电阻Ro（参见图2）建立了Iin。

Ki表示Vin的衰减倍数将式（3）代入式（4）后有如果PF=1效率η=1有由（6）可知：

当Ve固定时，Pi、Po将随V2in的变化而变化。

而如果利用除法器，将Vin除以一个可见在保证提高功率因数的前提下，Ve恒定情况下，Pi、Po不随Vin的变化而变化。

即通过输入电压前馈技术和乘法器、除法器后，可以使控制电路的环路增益不受输入电压Vin变化的影响，容易实现全输入电压范围内的正常工作，并可使整个电路具有良好的动态响应和负载调整特性。

在实际应用中需要加以注意：

前馈电压中任何100Hz纹波进入乘法器都会和电压误差放大器中的纹波叠加在一起，不但会增加波形失真，而且还会影响功率因数的提高。

前馈电路中前馈电容Cf（图2、图4中的Cf）的取值大小也会影响功率因数。

如果Cf太小，则功率因数会降低，而Cf过大，前馈延迟又较大。

当电网电压变化剧烈时，会造成输出电压的过冲或欠冲，所以Cf的取值应折中考虑。

（3）UC3854的典型应用电路原理图如图4所示。

图4UC3854典型应用电路原理图五.小结通过以上的讨论可以看出，由在APFC控制过程中，UC3854引入了前馈和乘法器、除法器，并且工作于平均电流的电流连续（CCM）工作方式，性能较优，使用效果较好，在实用中得到了广泛应用。

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；]2沙发[/url]陆爱笛发表于2009-11-1609：

37|只看该作者开关电源PFC控制芯片电路和应用分析核心提示：

开关电源多数是通过整流器与电力网相接的，经典的整流器是由二极管或晶闸管组成的一个非线性电路，在电网中会产生大量的电流谐波和无用功功率而污染电网，使功率因数较低，一般仅为0.45~0.75，且其无功分量基本上为高次谐波。

开关电源已成为电网最主要的谐波源之一。

抑开关电源多数是通过整流器与电力网相接的，经典的整流器是由二极管或晶闸管组成的一个非线性电路，在电网中会产生大量的电流谐波和无用功功率而污染电网，使功率因数较低，一般仅为0.45~0.75，且其无功分量基本上为高次谐波。

开关电源已成为电网最主要的谐波源之一。

抑制开关电源产生谐波的方法主要有两种：

一是被动法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或滤除谐波；二是主动法，即设计新一代高性能整流器。

1功率因数校正原理功率因数（PF）指交流输入有功功率（P）与输入视在功率（S）的比值，即式中：

γ为输入电流失真系数；cosΦ为基波电压与基波电流之间的相移因数；为有效值，I1，I2，…，In为输入电流的基波与各次谐波分量。

由式

（1）可知，功率因数是输入电流失真系数与相移因数的乘积。

抑制谐波分量即可达到减小谐波，提高功率因数的目的。

故可定性地说谐波的抑制电路就是功率因数校正电路。

由于常规整流装置常使用非线性器件（如晶闸管、二极管），整流器件的导通角小于180°，从而产生大量谐波电流成份，而谐波电流成份不做功，只有基波电流成份做功，因此功率因数主要受cosΦ的影响。

对于相控整流电路，改善功率因数的措施，一般是在负载端并联一个性质相反的电抗元件，若电网呈感性，通常采用电容补偿的方法；对于开关整流电路，不良功率因数主要源于电流波形的畸变，需要加入功率因数校正电路。

2功率因数与总谐波失真系数的关系可得总谐波失真系数公式为因为所以常规开关电源功率因数低的根源是整流电路后面的滤波电容使输出电压平滑，但却使输入电流变为尖脉冲，当整流电路后面不加滤波电路，仅为电阻性负载时，输入电流即为正弦波，并且与电源电压同相位，功率因数为1。

因此，功率因数校正电路的基本思想是将整流电路与滤波电容隔开，使整流电路由电容性负载变为电阻性负载。

有源功率因数校正器容易达到高于0.9接近1的输入功率因数,但功率因数不会随着谐波失真或电流波形相移而有明显的变化，所以一般取以下几个值作为考查功率因数的参数标准：

3%的谐波失真，其功率因数应为0.999；30%谐波失真的电流，其功率因数应仍达0.95；与输入电压相位相差25毅的电流，其功率因数应为0.90。

为提高供电线路功率因数，国际电工委员会（IEC）和许多国家制定出相应的技术标准，以限制谐波电流含量。

如：

IEC555-2，IEC61000-3-2，EN60555-2等标准，规定了允许产生的最大谐波电流。

我国于1994年也颁布了《电能质量公用电网谐波》标准（GB/T14549-93）。

单相功率因数校正器已进入实用阶段，几千瓦以下的中小功率单相有源功率因数补偿控制芯片很多，其中UC3854最具代表性。

3UC3854的基本工作原理UC3854是一种有源功率因数校正专用控制电路，可以完成升压变换器校正功率因数所需的全部控制功能。

该芯片具有如下功能和特点：

（1）采用平均电流型控制，控制精度很高，开关噪声较低，完整的PWM功率控制功能；

（2）功率因数达0.99以上，输入电流波形失真小于5%，最高工作频率大于300kHz；（3）图腾柱式输出级峰值电流（50%占空比）和连续电流分别为依115A和依015A；（4）采用推挽输出级，输出的固定频率PWM脉冲可驱动大功率MOSFET；（5）最高工作电压35V，输入在85~260V间时，输出电压稳定，可作为AC/DC稳压电源。

UC3854基本工作原理如图1所示，储能电感L、高频大功率开关晶体管S、二极管D和滤波电容C共同组成了Boost（升压式）变换器电路。

其中，开关晶体管S受UC3854提供的一连串脉宽调制PWM开关信号的控制。

在理想元件条件下，其表达式为S导通时：

S关断时：

式中：

Um为输入电压UL的幅值；UB为输入直流电压；ω为输入电压的角频率；iL为电感L中的电流，即桥式整流器从电网中吸取的电流。

由图1可知，UC3854有一个乘法器和一个除法器，其输出为A伊B/C，C为前馈电压VFF的平方。

除C是为保证高功率因数的条件下，使输入功率Pi不随输入电压Vi的变化而有变化。

乘法器的输入信号是电压误差放大器输出VAOUTT和输入整流器的波形控制信号IAC，其保持6V的电位和一个电流的输入。

VFF是前馈输入电压，它在进入乘法器的输入端前被进行平方运算，接着进入乘法器的除法输入端。

乘法器的最大输出电流称为Im。

图1中U1、U2是低压锁定比较器和ENA比较器，输出同为1时保证IC正常工作。

电压误差放大器U4周围的二极管表示内部线路的功能，无实际意义，U4同相端二极管表示正常条件下同相输入接7.5V参考电压，这用来做软激活功能使用，以消除使电源受到损坏的尖峰冲击，避免激活突波。

U4反相输入端的理想二极管用于消除可能在反向输入端与参考电压降间的压降，实际电路中利用差动放大器来实现。

图1UC3854的基本工作原理及典型电路电流误差放大器U6的输出端连接到PWM发生器，与振荡斜波进行比较。

PWM发生器输出和振荡器连接到R-S触发器，驱动GT-DRIVER大电流输出。

UC3854内部将输出电压箝位在15V，这样功率MOSFETS不会有门极过压驱动风险。

PKLMT提供紧急峰值电流极限的过流保护，一旦该引脚的电位被拉到负压时，立即关闭输出脉冲。

具体UC3854芯片电路主要由以下电路构成。

3.1过欠压保护电路过欠压保护电路由启动电路、2.25V基准源、电源电压和使能信号过欠压以及输出部分所组成，如图2所示。

图2过、欠压保护电路启动电路由晶体管S13、S14、S15、S16、D1和电阻R10、R11、R12、R13所组成。

图2中，2.5V基准源由晶体管S1、S2、S3和电阻R1、R2构成。

由单元带隙基准源原理可知,其基准电压约为1.205V，则线性稳压电源输出电压VO1为：

VO1=（R3+R4）×VREF/R4=2.41V，它为过欠压保护电路提供基准电压VO1=2.41V。

电源电压过欠压保护电路由S4、S7，恒流源S5、S6，电压分压器R7、R5以及输出级S8、S9、R6所构成，启动电压为16V，欠压保护电压为10V；使能电压过欠压保护电路由S17、S18，恒流源S11、S12以及输出级S10、R8所构成，启动电压为2.5V，欠压保护电压为2.25V。

3.2基准源由三端基准源，启动关闭电路和保护电路构成。

还为片中部分电路供电。

3.3电压误差放大器用横向PNP晶体管作为差分输入级的单电源运算放大器。

采用3颐1的集电极电流比，既减少频率补偿电容，又不降低太多跨导，可以改善它的频率特性,又不会增大失调电压。

3.4乘法器乘法器是核心电路，包括平方器，模拟乘法器两个部分，如图3所示。

图3乘法器电路上半部分是平方器。

S10基极电压是基准电压降压后得到的电压：

VQ=6V；交流电压整流后的电压均方根值送至S7的基极，控制恒流源的输出电流，并与其输出电流平方成正比，送至乘法器S5的基极-集电极。

下半部分是乘法器，包括差分对管S3、S9，恒流源S5、S4、S6及S1、S2和S8、S11等。

输出电压检测信号VAOUTT经电压误差放大器送至乘法器差分对管S3的基极，同时，整流后的正弦波输入电流检测信号IAC送至乘法器S1、S11的发射极。

根据乘法器的基本工作原理，上述三个输入信号经乘法器处理后，其输出信号Multout与VAOUTT（即A），IAC（即B）成正比，并与平方器输出信号（即C）成反比。

完成乘法器功能。

3.5振荡器振荡器（亦称斜波发生器），正常工作时应分别对地外接电阻Rset和电容C，由外接电容的充放电电路，斜波限幅比较器和同步方波脉冲输出级等组成，是恒流源式的振荡器。

该振荡器的斜波频率一般可按式（5）计算3.6脉宽调制器PWM脉宽调制器实际上是一种以斜波为基准电压的电压比较器。

其反相端与电压比较放大器输出控制电压V控连接，而V控来自乘法器的输出信号；同相端与斜波电压V斜相接。

3.7RS触发器RS触发器又称PWM锁存器，可提高UC3854器件的抗干扰能力，保证在一个周期内，只有一个工作脉冲到达输出级，在恶劣的噪声环境下也不会出现误动作。

同时，RS触发器还包括一个过流保护输入端。

输出不过流时，过流保护输入端为低电平。

当输出端出现"峰值过流"故障时，过电流保护输入端为高电平，则RS触发器输出始终为"1"，使输出级为低电平，即晶体管S截止。

3.8输出级当RS触发器输出为高电平时，输出级输出为低电平；当RS触发器输出为低电平时，经输出级输出为高电平。

4UC3854典型应用电路及其测试结果典型的UC3854应用实例如图4所示主电路，其中用UC3854实现PFC主控制电路。

图4用UC3854构成600W功率校正主电路该电路由两部分组成：

以UC3854为核心的控制电路和升压变换器电路。

升压变换器电路由升压电感L3、功率MOSFETS1，S2、隔离二极管D1、D2和滤波电容C6组成。

升压电感工作于电流连续状态，此时，脉冲占空比决定于输入与输出电压之比，输入电流的纹波很小，因此电网噪声很小。

控制电路由UC3854及外接元器件组成。

驱动脉冲的占空比同时受以下4个输入信号控制：

直流输出电压取样信号VSENSE、电网电压波形取样信号IAC、电网电流取样信号ISENSE/MultOUT和电网电压有效值取样信号VRMS。

UC3854集成控制电路基本由3个环节构成：

单输出脉宽信号（PWM）栅极驱动器，包括振荡器、比较器和触发器；差模电流环放大器，即UC3854的CAOUT（脚3），ISENSE（脚4）和MULT（脚5）；以及一个电压环放大器。

振荡器工作频率由C18和R29决定。

S7和S8以及周围电容电阻组成了PFC掐压电路和JVP电路。

升压变换控制过程为：

整流输出电压信号输入信号IPFC、电压反馈取样信号B经处理后，分别得到IAC、VRMS、VSENSE三个信号，送到UC3854片内模拟乘法器分别作为乘法器三个信号A、B、C，经运算后得到一个输入电流参考信号IM，然后IM与输入电流取样信号进行比较，经差模误差放大，再与斜坡信号进行比较，最后经过触发器和驱动，产生GT-DRIVER，作为PWM信号，经过驱动电路后送到变换开关管的控制极，驱动开关管。

IM为输入电流的参考给定，IAC是反映输入电压波形的电流信号；VSENSE是高压直流反馈误差信号的放大输出；VRMS为输入电压有效值的平方，在控制环中起前馈作用。

在输入电压一定时（即VRMS一定），输入电流的波形取决于输入电压的波形信号，而输入电流的幅值则取决于高压直流的反馈信号的误差放大输出VSENSE。

输入电流的取样信号经二阶滤波后送到UC3854的MULT和ISENSE与参考电流信号（即CAOUT信号）进行比较，同时也送到PKLMT脚，供输入峰值电流检测，以保护开关管。

ENA使能信号及SS软启动信号与外围电路相配合，构成保护电路。

4.1控制输入输出直流电压取样信号VSENSE输入门限电压为7.5V，输入偏置电流为50nA。

输出端分压电阻值应保证该脚输入电压不高于7.5V，如图4中的R27电阻、C24电容和D15二极管组成电压放大器补偿网路。

为了强制电网输入电流的波形与输入电压的波形相同，必须在脚IAC加入电网输入电压波形取样信号。

该信号与电压误差放大器的输出信号在乘法器中相乘，产生电流控制回路的基准电流。

当电网输入电压过零时，脚IAC的电流为零,当电网输入电压达到峰值时，脚IAC的电流应为400µ；A，因此RAC可按式（6）计算。

电流放大器两输入端ISENSE和Mult间有0.17Ω电流取样电阻，C17、C15、R22与ZD1稳压管组成电流放大器补偿网络。

电流放大器具有很宽的带宽，可使电网电流跟随电压而变化。

VRMS（电网电压有效值取样）：

该电路交流输入电压可在90~260V之间变化，采用电网电压有效值前馈电路，可保证输入电压变化时输入功率不变（假设负载功率不变），为此，在乘法器中，电网电流必须除以电网电压有效值的平方。

加到VRMS的电压正比于已整流电网电压的平均值（也正比于有效值）。

该电压在芯片内平方后作为乘法器的除数。

乘法器的输出电流IMO（脚5）与IAC和电压放大器输出VAOUT电压成正比，与VRMS电压的平方成反比，即4.2PWM频率设计在该电路中，振荡器的工作频率为100kΩ，该频率由脚CT外接电容C19和RESET脚外接电阻R27决定。

该电阻值影响乘法器的最大输出电流IMULmax：

IMULmax=-3.75VR27R27为16kΩ电阻时IMULmax等于-234.4μA。

当乘法器输出端MULT到0.17Ω取样电阻之间接入R18=1.5kΩ电阻时，电流取样电阻中的最大电流为所需的开关频率f与定时电容C18有式（9）关系，即4.3输入保护保护电路由使能引脚（ENA）、软启动电路（SS）和峰值电流限制（PKLMT）组成。

ENA（使能）电压达到2.5V后，基准电压和驱动电压（GTDrv）才能建立。

接通电源并经过一定延时后，才能输出驱动信号，如果不用此功能，该信号应通过100kΩ电阻接到VCC。

SS（软起动）电压可降低电压误差放大器的基准电压，以便调整功率因数校正电路的直流输出电压。

该电路输出14滋A电流，对C18软起动电容充电，使两端电压从0V上升到7.5V。

PKLMT（峰值电流限制）可限制功率MOSFET的最大电流。

采用图4中所示的分压电阻时,当0.17赘电流取样电阻两端电压为（15V×2.2kΩ）/12.2kΩ=2.7V时，最大电流为16A（6A×0.17Ω=2.7V），此时，脚PKLMT的电压为