这里xk称为分层电平或判决阈值。
通常△K=xk+1-xk称为量化间隔。
图4-2模拟信号的量化
模拟信号的量化分为均匀量化和非均匀量化，我们先讨论均匀量化。
把输入模拟信号的取值域按等距离分割的量化称为均匀量化。
在均匀量化中，每个量化区间的量化电平均取在各区间的中点，如图4-3所示。
其量化间隔（量化台阶）△V取决于输入信号的变化范围和量化电平数。
当输入信号的变化范围和量化电平数确定后，量化间隔也被确定。
例如，输入信号的最小值和最大值分用a和b表示，量化电平数为M，那么，均匀量化的量化间隔为：
图4-3均匀量化过程示意图
量化器输出mq为：
mq=qi，当mi-1＜m≤mi
式中mi为第i个量化区间的终点，可写成
mi=a+i△V
qi为第i个量化区间的量化电平，可表示为
i=1、2、…M
上述均匀量化的主要缺点是，无论抽样值大小如何，量化噪声的均方根值都固定不变，因此，当信号m（t）较小时，则信号量化噪声功率比也就很小，这样，对于弱信号时的量化信噪比就难以达到给定的要求。
通常，把满足信噪比要求的输入信号取值范围定义为动态范围，可见，均匀量化时的信号动态范围将受到较大的限制。
为了克服这个缺点，实际中，往往采用非均匀量化。
非均匀量化是根据信号的不同区间来确定量化间隔的。
对于信号取值较小的区间，其量化间隔△V也小；反之，量化间隔就大。
它与均匀量化相比，有两个突出的优点。
首先，当输入量化器的信号具有非均匀分布的概率密度（实际中常常是这样）时，非均匀量化器的输出端可以得到较高的平均信号量化噪声功率比；其次，非均匀量化时，量化噪声功率的均方根基本上与信号抽样值成比例。
因此量化噪声对大、小信号的影响大致相同，即改善了小信号时的量化信噪比。
实际中，非均匀量化的实现方法通常是将抽样值通过压缩再进行均匀量化。
通常使用的压缩器中，大多采用对数式压缩。
广泛采用的是两种对数压缩律是µ压缩律和A压缩律。
美国采用的是µ压缩律，我国和欧洲各国均采用A压缩律，因此，本实验模块采用的PCM编码方式也是A压缩律。
所谓A压缩律也就是压缩器具有如下特性的压缩律：
A律压扩特性是连续曲线，A值不同压扩特性亦不同，在电路上实现这样的函数规律是相当复杂的。
实际中，往往都采用近似于A律函数规律的13折线（A=87.6）的压扩特性。
这样，它基本上保持了连续压扩特性曲线的优点，又便于用数字电路实现，本实验模块中所用到的PCM编码芯片TP3067正是采用这种压扩特性来进行编码的。
图4-4示出了这种压扩特性。
表4-1列出了I3折线时的x值与计算x值的比较。
表中第二行的x值是根据A=87.6时计算得到的，第三行的x值是13折线分段时的值。
可见，13折线各段落的分界点与A=87.6曲线十分逼近，同时x按2的幂次分割有利于数字化。
3．编码
所谓编码就是把量化后的信号变成代码，其相反的过程称为译码。
当然，这里的编码和译码与差错控制编码和译码是完全不同的，前者是属于信源编码的范畴。
在现有的编码方法中，按编码的速度来分，大致可分为两类：
低速编码和高速编码。
在通信中一般都采用第二类。
编码器的种类大体上可以归结为三类：
逐次比较型、折叠级联型、混合型。
本实验模块中的编码芯片TP3067采用的是逐次比较型。
在逐次比较型编码方式中，无论采用几位码，一般均按极性码、段落码、段内码的顺序。
下面结合13折线的量化来加以说明。
图4-413折线
表4-1
在13折线中，无论输入信号是正是负，均按8段折线（8个段落）进行编码。
若用8位折叠二进制码来表示输入信号的抽样量化值时，其中用第一位表示量化值的极性，其余7位（第二位至第八位）则表示抽样量化值的绝对大小。
具体的做法是：
用第二至第四位表示段落码，它的8种可能状态来分别代表8个段落的起点电平。
其它4位表示段内码，它的16种可能状态来分别代表每一段落的16个均匀划分的量化级。
这样处理的结果，8个段落被划分成27=128个量化级。
段落码和8个段落之间的关系如表4-2所示；段内码与16个量化级之间的关系见表4-3。
可见，上述编码方法是把压缩、量化和编码合为一体的方法。
表4-2表4-3
本实验采用大规模集成电路TP3067对语音信号进行PCM编、解码。
TP3067在一个芯片内部集成了编码电路和译码电路，是一个单路编译码器。
其编码速率为2.048MHz，每一帧数据为8位，帧同步信号为8KHZ。
模拟信号在编码电路中，经过抽样、量化、编码，最后得到PCM编码信号。
在单路编译码器中，经变换后的PCM码是在一个时隙中被发送出去的，在其它的时隙中编译码器是没有输出的，即对一个单路编译码器来说，它在一个PCM帧（32个时隙）里，只在一个特定的时隙中发送编码信号。
同样，译码电路也只是在一个特定的时隙（此时隙应与发送时隙相同，否则接收不到PCM编码信号）里才从外部接收PCM编码信号，然后进行译码，经过带通滤波器，放大器后输出。
具体电路图如图4-5所示。
图4-5PCM编译码电路原理图
下面对PCM编译码专用集成电路TP3067做一些简单的介绍。
图4-6为TP3067的内部结构方框图，图4-7是TP3067的管脚排列图。
图4-6TP3067逻辑方框图
图4-7TP3067管脚排列图
1.TP3067管脚的功能
⑴VPO+：
接收功率放大器的非倒相输出。
⑵GNDA：
模拟地，所有信号均以该引脚为参考点。
⑶VPO-：
接收功率放大器的倒相输出。
⑷VPI：
接收功率放大器的倒相输入。
⑸VFRO：
接收滤波器的模拟输出。
⑹VCC：
正电源引脚，VCC=+5V±5%。
⑺FSR：
接收帧同步脉冲，它启动BCLKR，于是PCM数据移入DR，FSR为8KHZ脉
冲序列。
⑻DR：
接收数据帧输入，PCM数据随着FSR前沿移入DR。
⑼BCLKR/CLKSESL：
在FSR前沿把输入移入DR时的位时钟，其频率可以从64KHz至2.048MHz。
另一方面它也可能是一个逻辑输入，以此为在同步模式中的主时钟选择频率1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz，BCLKR用在发送和接收两个方向。
⑽MCLKR/PDN：
接收主时钟，其频率可以为1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz。
它允许与MCLKX异步，但为了取得最佳性能应当与MCLKX同步，当MCLKR连续在低电位时，CLKX被选用为所有内部定时，当MCLKR连续工作在高电位时，器件就处于掉电模式。
⑾MCLKX：
发送主时钟，其频率可以是1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz，它允许与MCLKR异步，同步工作能实现最佳性能。
⑿BCLKX：
把PCM数据从DX移出的位时钟，其频率可以从64KHz至2.048MHz,但必须与MCLKX同步。
⒀DX：
由FSX启动的三态PCM数据输出。
⒁FSX：
发送帧同步脉冲输入，它启动BCLKX并使DX上PCM数据移出到DX上。
⒂
：
开漏输出。
在编码器时隙内为低脉冲。
⒃ANLB：
模拟环路控制输入，在正常工作时必须置为逻辑“0”，当拉到逻辑“1”时，发送滤波器和发送前置放大器输出的连接线被断开，而改为和接收功率放大器的VPO+输出连接。
⒄GSX：
发送输入放大器的模拟输出，用来在外部调节增益。
⒅VFXI+：
发送输入放大器的非倒相输入。
⒆VFXI-：
发送输入放大器的倒相输入。
⒇VBB：
负电源引脚，VBB=﹣5V±5%。
2.功能说明
①上电
当开始上电瞬间，加压复位电路启动COMBO并使它处于掉电状态，所有非主要电路失效，而DX、VFRO、VPO-、VPO+均处于高阻状态。
为了使器件上电，一个逻辑低电平或时钟脉冲必须作用在MCLKR/PDN引脚上，并且FSX和FSR脉冲必须存在。
于是有两种掉电控制模式可以利用。
在第一种中MCLKR/PDN引脚电位被拉高。
在另一种模式中使FSX和FSR二者的输入均连续保持低电平，在最后一个FSX或FSR脉冲后相隔2ms左右，器件将进入掉电状态，一旦第一个FSX和FSR脉冲出现，上电就会发生。
三态数据输出将停留在高阻抗状态中，一直到第二个FSX脉冲出现。
②同步工作
在同步工作中，对于发送和接收两个方向应当用相同的主时钟和位时钟，在这一模式中，MCLKX上必须有时钟信号在起作用，而MCLKR/PDN引脚则起了掉电控制作用。
MCLKR/PDN上的低电平使器件上电，而高电平则使器件掉电。
这两种情况中，不论发送或接收方向，MCLKX都作为主时钟输入，位时钟也必须作用在MCLKX，对于频率为1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz的主时钟，BCLKR/CLKSEL可用来选择合适的内部分频器，在1.544MHz工作状态下，本器件可自动补偿每帧内的第193个时钟脉冲。
当BCLKR/CLKSEL引脚上的电平固定时，BCLKX将被选为发送和接收方向兼用的位时钟。
表4-4说明可选用的工作频率，其值视BCLKR/CLKSEL的状态而定。
在同步模式中，位时钟BCLKX可以从64KHz变至2.048MHz，但必须与MCLKX同步。
每一个FSX脉冲标志着编码周期的开始，而在BCLKX的正沿上，从前一个编码周期来的PCM数据从已启动的DX输出中移出。
在8个时钟周期后，三态DX输出恢复到高阻抗状态。
随着FSR脉冲的来临，依赖BCLKX（或在运行中的BCLKR）负沿上的DR输入，PCM数据被锁定，FSX和FSR必须与MCLKX或MCLKR同步。
表4-4
BCLKR/CLKSEL
被选主时钟频率
TP3067
时钟
0
1
2.048MHz
1.536MHz
1.544MHz
2.048MHz
③异步工作
在异步工作状态中，发送和接收时钟必须独立设置，MCLK和MCLR必须为2.048MHZ，只要把静态逻辑电平加到MCLKx/PDN引脚上，就能实现这一点。
FSX启动每个编码周期而且必须与MCLKX和BCLKX保持同步。
FSR启动每一个译码周期而且必须与BCLKR同步。
BCLKR必须为时钟信号。
列于表4-4中的逻辑电平对于异步模式是不成立的。
BCLKX和BCLKR工作频率可从64KHz变到2.048MHz。
④短帧同步工作
COMBO既可以用短帧，也可以用长帧同步脉冲，在加电开始时，器件采用短帧模式。
在这种模式中，FSX和FSR这两个帧同步脉冲的长度均为一个位时钟周期。
在BCLKX的下降边沿，当FSX为高时，BCLKX的下一个上升边沿可启动输出符号位的三态输出DX的缓冲器，紧随其后的7个上升边沿以时钟送出剩余的7个位，而下一个下降边沿则阻止DX输出。
在BCLKR的下降边沿，当FSR为高时（BCLKX在同步模式），其下一个的下降边沿将锁住符号位，紧随其后的7个下降边沿锁住剩余的7个保留位。
⑤长帧同步工作
为了应用长帧模式，FSX和FSR这两个帧同步脉冲的长度等于或大于位时钟周期的三倍。
在64KHz工作状态中，帧同步脉冲至少要在160ns内保持低电位。
随着FSX或BCLKX的上升沿（无论哪一个先到）来到，DX三态输出缓冲器启动，于是被时钟移出的第一比特为符号位，以后到来的BCLKX的7个上升沿以时钟移出剩余的7位码。
随着第8个上升沿或FSX变低（无论哪一个后发生），DX输出由BCLKX的下降沿来阻塞，在以后8个BCLKR的下降沿，接收帧同步脉冲FSR上升沿将锁住DR的PCM数据。
⑥发送部件
发送部件的输入端为一个运算放大器，并配有两个调整增益的外接电阻。
在低噪声和宽频带的条件下，整个音频通带内的增益可达20dB以上。
该运算放大器驱动一个增益为1的滤波器（由RC有源前置滤波器组成），后面跟随一个时钟频率为256KHz的8阶开关电容带通滤波器。
该滤波器的输出直接驱动编码器的抽样保持电路。
在制造中配入一个精密电压基准，以便提供额定峰值为2.5V的输入过载（tmax）。
FSX帧同步脉冲控制滤波器输出的抽样，然后逐次逼近的编码周期就开始，8位码装入缓冲器内，并在下一个FSX脉冲下通过DX移出，整个编码时延近似地等于165ns加上125ns（由于编码时延），其和为290ns。
⑦接收部件
接收部件包括一个扩展DAC（数模转换器），而它又驱动一个时钟频率为256KHz的5阶开关电容低通滤波器。
译码器是依照A律（TP3067）设计的，而5阶低通滤波器校正8KHZ抽样—保持电路所引起的sinx/x衰减。
在滤波器后跟随一个其输出在VFRO上的2阶RC低通后置滤波器。
接收部件的增益为1，但利用功率放大器可加大增益。
当FSR出现时，在后续的8个BCLKR（BCLKX）的下降边沿，DR输入端上的数据将被时钟控制。
在译码器的终端，译码循环就开始了。
⑧接收功率放大器
两个倒相模式的功率放大器用来直接驱动一个匹配的线路接口电路。
本编译码器的功能比较强，它既可以进行A律变换，也可以可以进行µ律变换，它的数据既可以固定速率传送，也可以变速率传送，它既可以传输信令帧，也可以选择它传送无信令帧，并且还可以控制它处于低功耗备用状态，到底使用它的什么功能，可由用户通过一些控制来选择。
在实验中我们选择它进行A律变换，以2.048Mbit来传送信息，信令帧为无信令帧，它的发送时序和接收时序直接受FSX和FSR控制。
还有一点，编译码器一般都有一个PDN降功耗控制端，PDN=1时，编译码能正常工作，PDN=0，编译码器处于低功耗状态，这时编译码器其他功能都不起作用，我们在设计时，可以实现对编译码器的降功耗控制，这时，用户摘机，编译码器工作，用户挂机，编译码器低功耗。
五实验步骤
7.将信号源模块、模拟信号数字化模块、终端模块小心地固定在主机箱中，确保电源接触良好。
8.接上电源线，打开主机箱右侧的交流开关，再分别按下四个模块中的开关POWER1、POWER2、S2、S3，对应的发光二极管LED001、LED002、LED600发光，按一下信号源模块的复位键，三个模块均开始工作。
9.将信号源模块的拨码开关SW101、SW102设置为0000000000000001。
10.将信号源模块产生的正弦波信号（频率2.5KHZ，峰-峰值为3V）从点“S-IN”输入模拟信号数字化模块，将信号源模块的信号输出点“64K”、“8K”、“BS”分别与模拟信号数字化模块的信号输入点“CLBK-IN”、“FRAMB-IN”、“2048K-IN”连接，观察信号输出点“PCMB-OUT”的波形。
11.连接“CLKB-IN”和“CLK2-IN”，“FRAMB-IN”和FRAM2-IN”，连接信号输出点“PCMB-OUT”和信号输入点“PCM2-IN”，观察信号输出点“OUT”的波形。
12.改变输入正弦信号的幅度，使其峰-峰值分别等于和大于5V（若幅度无法达到5V，可将输入正弦信号先通过信号源模块的模拟信号放大通道，再送入模拟信号数字化模块），将示波器探头分别接在信号输出点“OUT”、“PCMB-OUT”上，观察满载和过载时的脉冲幅度调制和解调波形，记录下来（应可观察到，当输入正弦波信号幅度大于5V时，PCM解码信号中带有明显的噪声）。
13.改变输入正弦信号的频率，使其频率分别大于3400Hz或小于300Hz，观察点“OUT”、“PCMB-OUT”，记录下来（应可观察到，当输入正弦波的频率大于3400HZ或小于300HZ时，PCM解码信号幅度急剧减小）。
14.将信号输出点“OUT”输出的信号引入终端模块，用耳机听还原出来的声音，与直接输出的声音比较，判断该通信系统性能的优劣。
实验结果记录：
步骤4：
PCMB-OUT
步骤5：
OUT
步骤6：
步骤7：
升级会员 