电子电路设计总结.docx
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电子电路设计总结
电子电路设计总结
一、接地与布线
1.1单元内部的接地
在这里，“单元”可以定义为一个单一的电路板或者是一组电路板，并且这些电路板又通过导线连接到一个公共外壳上的所谓“本地”接地点上，例如，电源地的接入点。
在图1-1中给出了这样的示例。
我们假设PBCl（印制电路板）中包含有信号整形电路，PCB2中包含有一个用于信号处理的微处理器，而PCB3包含有一个大电流的输出驱动，例如为继电器和指示灯提供驱动。
也许你会将这些功能设计在一块电路板上，但是，如果将这些功能分开来考虑。
那么，从原理上讲，这样的设计将会更容易被接受和采纳。
电源供给单元（PSU）为前面的两个电路板提供了一个低电压的供电电源，并为输出电路板提供了一个大功率的电源。
这是一个相当普通的系统设计，下面将从图1-1出发，来讨论一下什么是好的和不好的设计方案。
（噪声和干扰大多来自地，所以良好的地设计是系统设计的关键）
图1-1典型的内部连接单元的布线方案
L表示火线，N表示零线，E表示地线连接到大地（安全地），是设备外壳连接到大地的“地”。
而指定5V、负12V或2.5V供电时，他们的电压都是相对于零线（电压为0）来说的。
1.2机壳地
首先，要注意到在这里的连接都是只连接到金属机壳或外壳的一个点上。
所有需要连接到机壳的导线都引到了这个点上，这个点应该是一个为这一目的而设置的金属接线柱。
这个连接可以是主电源的安全地（在后续内容中有更详尽的讨论）即0V电源地线，以及任何可能需要的屏蔽和过滤的连接，包括被电源自身所需要的屏蔽，例如，在变压器内部的静电屏蔽。
使用单一的机壳接地的目的是为了防止在机壳中出现循环的电流（然而，当需要使用RF（射频）屏蔽或一个低电感接地，多点接地点可能就是必需的）。
如果使用多个接地点，即电流在返回时有另外一个途径，则电流的一部分将流经机壳（如图1-2中所示）;这部分电流的大小将取决于与对频率非常敏感的阻抗比。
这样，这些流经机壳的电流大小将很难被掌握，并且它会随着电路结构的不同而不同，因此，这些电流会造成一些意想不到的、令人厌烦的影响:
在对一个振荡和干扰进行全力跟踪了若干小时之后，才发现当将一颗看上去无关紧要螺丝钉再拧紧到机壳上时，问题竟然解决了。
这些机壳上的连接点都会受到腐蚀的影响，因此单元电路的性能会随时间而下降，并且它们还将受到机壳材料表面氧化的影响。
如果在设计中使用了多点机壳接地，那么，对机壳的电气结构就需要格外注意。
图1-2带有多点接地的返回电流路径
1.3接地回路
采用机壳单点连接的另外一个原因是防止机壳上的环流，当多点机壳连接与其他的地线进行组合时，就会形成所谓的“地回路”，这个回路会孕育出一个低频的电磁干扰。
磁场会在一个环形的、封闭的电路中，感应出一个感应电流。
通常，这些磁场会出现在电源变压器的附近，它们不仅在常规的50Hz（在美国是60Hz）市电电源变压器和开关电源线圈处出现，而且也在其他的一些电气设备周围出现，如电源开关、圆筒形状线圈和风扇等设备处。
此外，外部的磁场也可能是经常存在的。
如果在输入电路中包含有一个地回路，那么这个感应电压就会直接以串联的方式加入到所需要的信号中，并且，在此之后就不可能再将这些感应信号从真正的信号中分离出来。
要解决这一问题的方法是:
◎通过只在一端进行接地，打开接地的环路。
◎通过重新布置那些直接到接地点或机壳的线，或者直接缩短这些线，以减少封闭环的面积。
◎通过重新定位或重新调整己构成的环或干扰源的位置，以减少垂直于环路的磁通量。
◎通过使用螺旋管形变压器代替传统变压器，以减少干扰源。
1.4电源回馈（电源地）
在图1-1中，你可能会注意到输出电源的OV连接[OV（B）]是与[0V（A）]分隔开的，它只在电源供给处连接在一起。
假设考虑到布线的节省，不按照这个实践方案进行布线，而是采用图1-3中所示的将PCB3和PCB2的OV接地线共用，那么，情况又会怎样呢?
现在，电源的返回电流Iov，是由来自内PSB/PCB3的电流和来自PSA/PCB2的电流所组成的，它们共同使用同一长度的导线（或者是在单板的PCB系统中的同一条电路布线）。
这条线会拥有某个非零的阻抗，由于讨论的是直流，可以假设这一阻抗为Rs。
在原来的电路中它只是Iov
（2），而由它所产生的电压为:
Vs=Rs·Iov
（2）
但是，在现在这个节省的电路中:
Vs=Rs·（Iov
（2）+Iov（3））
图1-3公共的电源地线
可见，这个电压是两块电路板电源回路电压的串联，因此削弱了实际的供电电压。
在这个等式中代人一些典型的数值:
Iov（3）=1.2A由于它是为一个大功率的电源输出电路供电，假设它的VB+为24V。
Iov
（2）=50mA由于它是为一个微处理器及一些CMOS逻辑电路供电，假设它的VA+为3.3V。
现在假设，由于某种原因，电源与电路板之间有一段距离，而你也并没有在意在这中间可能会出现问题，于是随便使用了一条室温电阻为0.2Ω，7/0.2㎜的2m设备线。
这时，电压Vs将是:
Vs=0.2·（12+0.05）=0.25V
在其他因素造成电源电压所允许的公差或电压值降低之前，这个设备线上的电压就使PCB2的电源供给电压下降到了3.05V，小于3.3V逻辑电路的工作下限。
一个错误的线路连接就会造成电路工作的异常!
当然，这个0.25V的电压降也需要从24V的供电电压中减去，但是这只会造成这个电源大约1%的电压损耗，它对电路的正常工作不会产生太大的影响。
不定负载
如果在PCB3上1.2A的负载是一直不停地变化的，假设有几个大电流的继电器在不同的时间里不断切换，从全闭到全开，这样PCB2上的Vs电压降也将是随之变化的。
比起恒定的电压降，通常，这样的变化是非常有害的，因为它会在零线上形成噪声。
这个影响可以造成处理器工作的不稳定，以及临界电压设定值的不断修改和产生导致继电器工作振荡的不可确定反馈，或者是在音频电路中引发低频的“汽船声”振荡。
作为比较，看一下应用在图1-1中的同样电路，在那里使用了彼此独立的零线。
那么，这里需要考查两个电压降:
3.3V供给的VS（A）和24V供给的VS（B）。
VS（B）是由1.2A乘以0.2Ω得的，与前面有基本相同的值（0.24V），但这里它只需要从24V电源中减去。
而VS（A）是由50mA乘以0.2Ω得到的，即10mV，对于PCB2在3.3V上只造成了接近于OV的电压降，于是，它是可以忽略的。
所以，规则是:
永远采用分设的电源地线，用不同的导线来分别承载由每个电源所提供的电流（参见图1-4）。
图1-4连接电源地线的方式
注意：
如果不同的电源使用了不同的零线连接（如图1-1中所示），那么这个规则将容易得到保证，但是如果不同的电源间设计了一个公共的零线，如上图所示，那么也要使用不同的零线连接。
对于聪明的设计者，在这些线路上所进行的额外投入，将永远是物有所值的。
电源供给线
同电源地线一样，这个规则也同样适用于电源线的配备，事实上,它要应用到任何一个在不同电路板间共用相同电源连接的情况.假设在PCB3上的大电流负载也是由电源VA+的+5V供给的，那么正确的连接方式是使用两条不同的电源供给线（参见图1-5）。
图1-5分开的电源供给线路
与使用分开的地线的原因相同:
使用一条公用的电源供给线，会在电源电压上形成一个公共的串联电压降，只是这里被加入到了电源供给线上，而不是地线上。
它可能导致的故障现象也是一样的，当然，由于在正常情况下你会选用更合适于电流传输的线路尺寸，上面给出的例子在描述上会多少有些出入。
当一个较大的电流流经一个较长的导线时，则需要一个更低的线路电阻，即可采用更粗的传输导体。
如果想要有效地控制这个电压降，那么，就需要对给定导线的直径、长度和流经电流的大小进行计算。
在上面示例中，需要强调的要点是，许多人在进行设计时，没有真正考虑过这个似乎是突然出现的电压降。
导体的阻抗
注意，在上面的示例和下面几页的讨论中，都默认地假设导线上的阻抗就只是它的电阻。
而事实上，现实中的导线都是有电感的，它就像电阻一样，不可避免地会在导线传送交流电时产生影响，而且，这个影响会随着信号频率的增加而增加。
一条长1m的16/0.2设备导线的电阻为38mΩ，而它的自感为15uH。
当4A的直流电流流过它时，将产生152mV的电压降。
当一个变化速率为4A/μs的交变电流流过它时，它将产生6V的电压降。
请注意这里的不同！
1.5输入信号接地
在图1-1中，输入信号是直接连接到PCB1上的，注意，它并没有被连接到PCB外部的地。
为了详细说明这部分的内容，图1-6（a）给出了对于双线单端输入连接的推荐方案，将接地点直接连接到放大器的参考点上。
对于单端输入，确定其对地的参考点并不是一件轻松的工作，这个点的选择会影响到输入信号的质量，并可能影响到整个变压器的正常工作。
只有正确地选择，才可以保证需要放大的信号中不会有额外的信号通过公共线路上的阻抗串联地叠加进来。
图1-6（b）到图1-6（d）以渐进的方式，给出了多个不正确输入的连接方式，在其中点X-X之间的阻抗就是一个输入电流和其他电流会共同流经的阻抗，在这个共同的阻抗上会形成一个影响输入的干扰源。
图1-6输入信号接地
从PCB上的其他点连接到零线
缺乏对PCB布局的合理控制，是造成图1-6（b）所示布局最常见的原因，这一情况更多地会出现在使用自动布线软件来进行布局设计的电路中。
大多数的CAD布局软件都是假定零线为单一节点的，并且假定可以根据需要将接地连接自由地引入到这条零线的任意一点上。
要解决这个问题，需要将每个指定的输入都当做一个分立的节点来进行处理，然后再进行连接，或者，在必要时对最终的布局进行全面的调整。
在进行手工布局时，如果设计者和布局者之间缺乏必要的沟通，那么设计的结果也极有可能犯同样的错误。
在单元内部连接到零线
图1-6（c）所示的布局经常出现在将输入连接器的一端不经意地连接到了电路的金属外壳上，例如，在使用标准的BNC同轴连接器时，或者为节省连接器的成本而让分布在不同电路板间的多个输入、输出或控制信号共享一个公共接地导体时。
当输入信号很敏感时，这个节省将会很不划算；如果你一定要使用BNC类型的连接器，那么，可能会导致多种不同的情况，这些情况会因所使用的绝缘垫圈的类型不同而改变，或者会因装配连接电缆方式不同而发现变化，通常BNC的连接电缆是装配在金属环绕的绝缘安装板上的。
顺便提一下，当将未经绝缘处理的BNC头内部的同轴内芯连接到印制电路板上时，会将同轴电缆的外屏蔽和BNC的外壳以及PCB的地线连接起来，从而会形成一个地回路（参见1.1.3节的内容），这是因为同轴电缆的外层连接到了BNC的外壳和印制电路板的零线上。
只有当这个连接是地电流惟一流经的路径时，才不会有地回路问题。
但是，在音频应用中，在采用这一方式时，需要仔细考虑在同轴电缆内同时传送信号并承载返回电流，所可能产生的影响，因此，对于低频电路来说，接地回路的设计也将是一个需要认真解决的问题。
外部的地连接
即使是不考虑那些可能出现的、最糟糕的接地设计，图19（d）所示的布局也是会经常遇到的。
在这个设计中，不仅本单元内部的噪声信号会糯合到输入中，而且，某些外部电路的地噪声也会被包含进来。
本地保护地与特殊位置上电路中保护地之间的差值，在电源、工作的频率点上可能会高达到50V，比如那些位于在电源、变电站附近的电路，通常在不同电路的保护地之间差几个伏特是很常见的。
修正这种布局的惟一可以接受的方式是，将输入信号的地在单元外的远端地进行牢靠地连接，并且最好使用如图1-6（e）中所示的差分放大器效果会更好，因为对于小信号的放大，它通常是惟一的一种可行的解决方案，并且在任何情况下对单端信号[参见图1-6（a）]来说，它都是惟一符合逻辑的正确方法。
如果在设计中由于某种原因，不能为输入信号提供一个单独返回到地的连接，那么，所设计的电路将会饱受来自地干扰噪声的困扰。
在图1-6（b）至图1-6（d）所示的所有方案中，如果输入信号比因接地而引人的干扰信号大几个数量级，那么，这些电路都可以工作得很正常，在实际中的情况也经常是这样的，这也就是它们会经常出现在实际应用电路中的原因。
1.6输出信号接地
出于相反的原因，对于输出信号，也需要采用同样的设计策略。
输出对外部干扰的反应是不同的，输出是产生干扰的根源。
在电子电路中，涉及输入和输出之间的干扰通常存在于功率放大的部分，由于输出电路的工作电流要比输入电路的电流大许多，因此会产生某些不希望的反馈。
输出对输入的间接耦合所形成的典型问题，是输入到输出共享了一个公共的阻抗，它与前面讨论过的电源线上的公共阻抗问题是一样的。
在这个示例中，输出电流的回路流经了同一个连接有输入信号返回路径的导体[参见图1-7（a）]。
图1-7输出对输入的耦合
通过Rs被耦合的反馈机制被插入到这个电路中。
假设这个放大器输入端的输入电压为Vin，而实际的输入是:
Vin'=Vin-（Iout·Rs）
参照放大器接地端重画这个电路[参见图1-7（b）]就可以将这个问题说明得更加清楚。
当我们计算这个电路的增益时，其结果为:
Vout/Vin=A/（1+[A·Rs/（RL+Rs）]）如果表达式[A·Rs/（RL+Rs）]的取值小于-1时，上面所描述的电路将会进入到振荡状态。
换言之，对于一个反相放大器，负载阻抗与公共阻抗之比必须小于增益，这样才可以保证电路的稳定工作。
即使电路工作在稳定状态，由于Rs所引入的外部耦合会扰乱预期的结果。
需要注意的是，上面的表达式的结果是随频率而变化的，通常它会是一种复数的表达形式，因此当频率升高时，响应结果将会是不可预料的。
注意，这个结论虽然是应用于模拟系统中的（如在音频放大器中），但是它对于存在有输入一输出增益的任何系统也都会适用。
当然，它也同样可以被应用到数字系统中去，即那些带有模拟输入和数字输出的系统。
消除公共阻抗的影响
完善的解决方案是通过认真地进行输入和输出接地布局来避免使用公共阻抗。
我们已经针对输入接地进行了讨论，输出的接地方案也是极为相似的:
让输出接地直接指向输出电流形成的位置，并保证在这中间没有其他的连接（或者，至少没有其他敏感的连接）。
通常，输出电流是来自于电源的供给，因此，最佳的解决方案是让这个电流直接返回到电源。
为此，在图1-1中的PCB3布局中，应该为大电流的输出设计一个独立的接地通道，如图1-8（a）所示，或者应该将这个大电流的输出端直接定位到电源的输出位置，旁路掉PCB3[参见1-8（b）]。
图1-8输出信号的返回线路
如果PCB3中只包含一个对Rs上电压不敏感的电路，那么，这里的第一个方案还是可以接受的。
这样做的关键是预先设计出返回电流的流经途径，并确保这样的设计不会影响到其他电路的正常工作。
要做到这一点，就需要了解任何一个公共连接上的交流和直流的阻抗，以及它们的数量级、输出电流的带宽和可能会影响电路的敏感程度。
1.7板间接口信号
还有一类我们没有讨论的信号，就是那些位于单元电路之间，从一个电路板到另一个电路板之间流动的信号。
这些信号的代表，通常是一些数字控制信号或者是一些已经被处理过的模拟等级信号，因此，它们既不是可被地噪声干扰的弱信号，也不是由大电流所产生的大功率信号。
在设计它们流经的接地回路时，这些信号的影响是不能忽略的:
但问题是，它们究竟会产生什么样的影响呢?
通常情况下，这个答案是，不会产生什么影响。
如果在板间信号线组中没有特意设计接地回路，那么信号回路电流将必须流经电源输出的连接，因此，这个接口必须承载所有的接地注入噪声Vn，这个噪声会沿这条线路而一直存在（参见图1-9）。
但是如果接地方案是被精心设计的，这种做法将不会影响到接口的正常工作。
例如，将100mV的噪声以串连方式叠加到噪声门限为1V的CMOS逻辑接口上，它不会产生什么影响。
又如，将交流噪声加入到一个直流的模拟信号上，当在接口的输入端上设置有良好的过滤电路时，这种做法也是允许的。
图1-9板间接地噪声
分割信号的返回路径
当选择了长距离的接地路径时，它对接口会产生一些不良的影响。
典型问题是：
◎那些有高速数字信号通过的位置，并同时在地回路上存在有过大的电感，这是，当有信号发生跃变就会产生阻尼振荡。
◎当传输有一定精度要求的模拟信号时，这些信号将不能允许有噪声或低电压的直流差分干扰的存在。
如果通过为特定信号使用一个本地的板间地线来解决这些问题，那么，就要承担为电源回路电流提供了可替换路径的风险，这样做会丧失采用本地地线连接的意义。
电源回路电流的一部分将会流经这个本地链路（参见图1-10），流经本地链路的电流，其比例取决相关的阻抗值，如果是这样只有放弃这一修改。
图1-10电路返回电流流经板间链路
如果确实需要这个本地的信号回路，而不担心地回路电流的影响，那么将有两件事是需要考虑的：
◎将接口输入侧的接地回路与这个PCB板的其他部分的接地线分开设置（参见图1-11）。
这有助于消除板内位于输入缓冲后部的接地噪声的连接点，而这样的结果也是所需要的。
这个设计方案使用了X-X间的小阻抗作为“阻塞”电阻。
这个电阻可以防止直流的接地电流经过，因为相对于正确的接地路径它的阻抗比较高，并且它也可以高效地连接输入缓冲到它的上一级在高频处的接地点，并可以阻止因板间链路的断开而引起的回流。
图1-11分割接地返回路径
◎在这个接口上可以使用不同的连接（如差分信号传输）。
目前，这些信号电流都是对称的，并且也不需要一个接地回路；任何接地噪声都被以共模的方式接入，并且由输入缓冲所抵偿。
这个技术同样适用于那些必须传输一定距离的高速信号或弱信号，当然将它应用在板间设计中也是可以应用的。
1.8星－点接地
所谓“星－点”接地就是所有的接地回路都连接到这一点，如图1-1给出这个技术的一个应用示范。
这个设计也可以在PCB板布局上用于对本地的子接地点的设计。
不过，当有较少的连接时，这样的设计就非常有效。
但是，当越来越多的连接被连接到这个点上时，它就会显得非常零乱。
1.9单元间的接地连接
当需要将几个单元进行互联的时候，没有一个接地的理论能够解决所有可能出现的问题。
这是因为在进行互联设计时，电路设计者不是受限于互联单元内部的接地方式，就是受限于与安全相关的或与其他设计规则相关的实践要求，从而不能给出一个面面俱到的接地设计。
当需要通过一个（或多个）信号电缆将两个电源、输出单元连接起来的时候（参见图1-12），就会出现这样的问题，这是一个非常典型的情况。
同时，这也是一个比较容易阐述和演示的示例；而在实际的应用中，可能会因为需要连接更多的单元，或要求使用不同或完全相反的接地方式，或需要应用额外的压接技术而更为复杂。
这里采用的设计与图1-9完全相似。
由Vn表示的接地噪声通过电源接地导线耦合进来，这个噪声是不可预料并且也是不可控制的。
如果这两个单元被连接到同一个电源插座板上，这个噪声可能会很小，但绝不会是零，由于某些噪声是由设备电源电缆内部相邻近的正在传输和没有传输电流的导体简单地感应耦合而成。
也不能因此而规定:
它只能使用有一定距离间隔的电源插座，或者要求使用不同线路的电源来供电，在这时接地连接路径将会更长并且也会带来多个噪声的注入源。
如同在1.5节中提到的那样，引人噪声的绝对值可以从很平稳环境的几个毫伏到几伏，甚至是数十伏。
这一噪声会以串联的方式叠加到信号的传输中。
图1-12通过电源的单元间接地连接
为了将每个单元中的多条信号地线连接在一起，通常会需要在同一个电缆中随信号设计一条接地回路线，但是这样做会导致:
◎当前的噪声电流也会流经这条信号地，因此必须使接地回路的阻抗（Rs）比噪声源阻抗小（通常都会是这样，但也不总是这样），否则接地注入噪声不会降低。
◎创建一个接地循环回路（参见图1-13，请比较1.1.3节中的内容），这个回路会很大并且面积不定，同时还会包含多种磁场源，因此它的感应接地电流将会形成很大的危害。
图1-13流经单个或多个电源保护地的接地循环回路
切断接地链接
如果信号电路会受到可预见的环境噪声的影响，那么必须要采取一些措施:
◎让某个单元悬空（不连接它的电源地），这样就可以切断在电源导线上的接地回路。
如果设计中采用的是电池供电，这一点就已经做到了，事实上它也是使用电池供电装置的一个好处。
在安全级别I（己接大地）的市电供电设备上，这样做是不允许的，因为它不符合安全保护的要求。
◎正如前面为板间信号所推荐的方式，可以通过不同的电路链接来传送信号。
虽然有的信号并不需要为它设计接地回路，但是为了防止可能在单元间存在有过大的接地电位差，还是建议在单元间设计一个接地回路。
这时，噪声会以共模的方式附加到有用信号上，因此，需要通过抑制共模输入电路来减少噪声的影响，其大小可以达到所允许的上限，通常它的幅度会达到几个伏特。
◎将接口进行电气隔离。
这需要完全中断直接的电气连接，并且将信号通过其他方式进行传输，例如，使用变压器、光耦合器件或者光纤链路。
采用这一方式可以允许在相互通信的单元电路间，存在有上百伏甚至更高的噪声，噪声的幅度将仅受绝缘电压额定值的限制；换句话说，这一方式对前面讨论过的、在有适度噪声环境中传输小幅度的交流信号是很有帮助的，特别是对于那些不能通过其他手段来有效地消除噪声的场合。
二、数字电路
2．1未使用的门输入
通常在一个封装内会剩下一些空闲的门或锁存器，或多输入门或锁存器（不会所有的输入都使用）。
所有这些未用的逻辑输入必须要置于一个固定的电压，或者为高或者为低，而不应该悬空。
悬空的输入端抗扰度极低，所以不应该把使用门的空闲输入端悬空，特别是锁存器或触发器的输入端不应处于置位/清零，那样对尖峰脉冲非常敏感。
图2-1用图示出几个选择。
必须把所有未用的CMOS输入端或者连到Vcc或者接地。
不管门是用还是不用，不允许任何一个输入端悬空。
这是因为CMOS的输入有一个非常高的阻抗，因此如果不连接，那么对任何一个电压都可能悬空，这个电压可能在门的阔值变换范围内D此处P沟道和N沟道输入的晶体管正处于导通，这样会导致多余的电流泄漏进封装。
由于缓冲门的高增益，门很可能达到振荡，导致更高的泄漏电流。
图2-1连接未用的输入端
CMOS输入可以直接连到任一个电源域；只要电源不希望带有超过最大输入电压的噪声尖峰脉冲，保护电阻就不需要了。
2.2接口
2.2.1模数混合
必须把模拟和数字电路集成在一个印制电路板上的设计人员面临的两个主要问题是:
·防止数字开关噪声污染模拟信号
·较宽范围的模拟输入电压与数字电路的接口
由数字信号产生模拟信号通常不是问题。
从模拟信号产生数字信号就是个问题了。
接地噪声
高频开关噪声无论如何都要防止进入模拟电路。
模-数接口把一个可变的模拟信号量化成一个数字字节，字节的位数决定了信号获得的分辨能力。
假设电压范围的满度是从0-10V，一些模-数转换器（AC）的典型值就是这样，表2.1所示数字字节的一比特变化相对应的电压电平的值。
表2.110V满度的ADC不同字节长度对应的处理电压大小
字节长度分辨电压
8比特39mV
10比特1mV
12比特2.4mV
14比特0.6mV
16比特0.15mV
从中可以看出，接口要分辨的位数越多，每比特改变所需的电压越小。
在ADC电路里，8比特看做是普通的，12比特是较高的处理（0.025%），16比特看做是高精度的。
这些逐渐减少的电平的意义在于祸合进模拟输入的任何噪声将引起数字不可预料的变化。
对于12比特的转换器，转换器输入端的2.4mV的噪声将引起一比特的不稳定；对于16比特将减少到150μV。
相对照来说，在数字
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