频率特性测试仪Word文件下载.docx

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通过单片机控制输出由8段数码管显示。

图1系统总体设计框图

2.1数控扫频信号源的电路设计

在频率特性测试仪的设计中，扫频信号源的质量具有重要的意义。

无论是模拟式扫频仪，还是虚拟扫频仪，都要求扫频信号的频率能够按一定的模式逐点调节。

为此，本设计中选用直接数字合成（DDS）芯片作为扫频信号源的核心芯片。

由单片机对直接数字合成（DDS）芯片进行控制，构成一个频率和幅度均可控的扫频信号源。

2.1.1AD7008与单片机的接口电路

图2是AD7008和单片机接口的实现电路，该接口采用并行8位接口方式。

AD7008的低8位数据线与单片机的数据总线相连。

图2AD7008与单片机的接口电路

AD7008的D15-D0是数据总线。

D7-D0是用16位输入端口向32位并口寄存器写数据的低8位，D15-D8是高8位，当数据总线配置成8位总线模式时，D15-D8要接地，本接口电路中使用的是8位总线模式。

AD7008输出的正弦信号的频率与频率寄存器中的值和时钟频率的关系为:

（1）

式中，时钟频率

取20MHz，故有频率分辨率为

=0.00465Hz，

为频率寄存器中的频率码，长度为32位。

可见，利用AD7008（20MHz）的频率分辨率近似为0.005Hz，本系统中取0.1Hz。

FAADJUST是满量程调整引脚，DAC的满量程电流输出决定于连接在FSADJUST与地之间的量程调整电阻

的阻值，

与满量程电流输出之间的关系:

（2）

通常

取典型值390欧姆，满量程输出电流为20mA。

和

为DAC输出引脚，相当于一个高阻抗电流源。

负载电阻连接在工OUT与地（AGND）之间，将输出电流信号转换为电压信号，

直接与模拟地（AGND）连接或通过一外接电阻与模拟地（AGND）连接。

在本电路中，在

与地（AGND）之间连接一个阻值为49.9欧姆的电阻，因此输出满量程电压为:

（3）

2.2相位测量原理框图

相位是周期信号的一种重要的波形参数。

测量信号的相位，相位测量通常是指比较两个相同频率的振荡信号，测量它们之间的相位差，即相对相位。

基于单片机的相位测量方法，实现电路简单，易于对测量数据进行处理和与其它设备进行通信。

图3是以51单片机为核心的相位测量方法的结构原理图。

图3相位测量原理图

它原理是将相位差转换为时间，然后用单片机来测量时间间隔。

如图3所示，被测信号经整形电路形成方波，方波的上升沿和下降沿分别与振荡信号的正负过零点对应。

整形电路的输出均分为两路，一路送异或门，异或门输出矩形脉冲的脉宽下与相位中成比例。

在复合门上用高频时钟脉冲对相位脉冲进行刻度，即用异或门的输出脉冲来控制周期固定的高频时钟脉冲的通过。

复合门的输出经闸门和分频器后送单片机的计数器，在单位时间内的计数值N正比于

，这样相位的测量就转化为数字化的时间测量；

另一路分别送D触发器的输入端口和时钟端口，D触发器的输出送单片机的Pl.0端口用来区分超前相角和滞后相角。

2.2.1测相电路硬件设计

在对两路正弦信号的相位差进行测量之前，需要通过整形电路将正弦信号变换为矩形波。

在本设计中测相前信号的整形电路选用宽频带正弦波一矩形波变换电路，如图4所示。

在图4所示电路中场效应管源极跟随器的接入是为了消除变换电路对信号源的影响。

正弦波经图4所示的整形电路变换为方波后送到一测相逻辑电路，测相逻辑电路如图5所示。

图4正弦波整形电路

图5测相逻辑电路

2.3幅值测量电路设计

测量正弦信号的幅度值，可以通过将被测信号离散化，通过信号幅值与其自相关函数零点之间的关系求解，但将增加A/D部分的硬件成本。

本系统中，采用峰值检波器检测并保持信号的幅值，然后通过A/D转换将信号的幅值转化成数字量。

2.3.1峰值检测电路

任意一个周期性交变电压U（t）在一个周期内所能达到的最大值，称为该交变电压的峰值。

峰值电压的测量方法常用的有:

检波法、比较法、和采样法，其中检波法是最通用的。

正弦信号的幅值的大下等于正弦信号的峰值的大下。

本系统的设计中采用检波法测量正弦信号的峰值，峰值检波器检测并保持一段时间内被测正弦信号的峰值，后续电路对峰值进行A/D转换，实现对正弦信号峰值（幅值）的测量。

峰值检波器的基本电路由二极管和保持电容组成，其电路如图6所示。

图6峰值检波器基本电路

当复位开关S断开时，若Ui>

U0，二极管D导通，输入信号通过二极管对电容C充电，输出电压U0自动跟踪输入信号的峰值。

若Ui<

U0，二极管D反偏截止，电容C保持峰值电压，直到复位开关S闭合，电容迅速放电，接着复位开关S断开又开始新的峰值检波。

峰值检波器要实现对输入电压的峰值的跟踪和保持，必须满足下列峰值检波条件:

RC>

>

RdC（5）RC>

T（6）

在以上两式中，R为检波器的负载电阻（即电容器的放电电阻）；

C为检波器的保持电容；

Rd为二极管正向电阻（即电容器的充电电阻）；

T是被测电压的周期。

峰值检波器能够检测并保持输入电压的峰值是在假设式（5）和（6）的峰值检波条件得到满足的前提下实现的。

实际上，（5）式只是一种定性的描述，且满足的程度不同，U0与Ui的接近程度也不同。

但是，二者的差异永远不可能等于零，否则检波器中就无法维持充电和放电电流，检波器也就不能工作了。

这就是理论方法上的误差，造成此错误的根源在于电容上必须有充放电过程。

电容器两端的平均电压U0必然比被测电压的峰值UP小，其差值△U的大小与R/Rd的比值有关，理论上的相对误差为:

（7）

以上就（5）式不能完全满足而引起的理论误差。

从式（7）可以看出，峰值检波器的理论误差为一项负的误差，检波电路确定后，此项误差也就确定了。

同样由于（6）式定义的不够严格，造成了检波器产生频率。

上述（6）式的物理意义为:

电容器C在很快充电以后，放电时间常数应比被测电压的周期T大得多，以便保证下一次充电开始时，电容器上得电压下降得很少。

当被测电压得频率很低时，式（6）的满足存在困难；

也就是说，为了满足峰值检波条件，被测电压的频率下限受到一定的限制。

检波器的低频误差为:

（8）

在（8）式中f是被测电压的频率。

（8）式表明，低频误差是一项负的系统误差，在检波元件一定时，随着工作频率的降低，低频误差的绝对值降增加。

为了在一定误差范围内扩展检波器工作频率的下限，应选大的放电回路电阻和电容。

由于二极管的非线性特性，并且二极管导通时两端存在一个电压降，这给检波器带来了较大的误差。

使用带运算放大器的峰值检波器可以校正二极管的非线性，原理电路如图7所示。

在输入端加上正向电压Ui，二极管Dl导通，形成全负反馈，若放大器的开环增益无限大，则U0跟踪输入即有Ui=U0，因此电容C上的电压即为输入电压。

当Ui>

U0时，运放形成一个跟随器；

当Ui<

U0时，二极管Dl截止，电容上的电压U0保持不变。

二极管D2用来防止运放在二极管D1截止时发生深度饱和，同时又可以减小D1的反向偏压。

图7带运算放大器的峰值检波器

在本系统中要求对峰值检波器能够对1Hz到1MHz的正弦电压信号的峰值进行检测和保持。

在图7所示的带运算放大器的峰值检波器中，影响速度的主要原因是运放的频带不够宽，摆率小、输出电流不够大。

因此放大器的输出不能迅速跟踪输入信号电压的变化。

为了提高检波器的工作频率，除选用高速运算放大器外，更重要的是缩短检波过程的时间，即保持电容的充电过程要短（充电时间常数要小）。

通过用较大的电流源保持对电容充电，可以缩短跟踪输入信号电压的时间。

为了扩展检波器工作频率的下限，需要增大保持电容的放电回路（不是复位回路）电阻，从而使保持电容的放电过程延长（放电时间常数增大）。

在检波器的输出端用跟随器可以大大增加保持电容的放电回路的电阻。

本设计中使用的峰值检波器如图8所示。

图8高速峰值检波器

在图8示电路中，当Ui>

U0时，比较器A1输出高电平，使T2断开，T3导通，由场效应管T1组成的电流源对保持电容C进行恒流充电，U0迅速升高。

A2是高输入阻抗的高速运算放大器，它能够保证整个电路的工作速度和减少保持电容C上的电荷泄漏，因此，A2的输出U0能够快速地跟踪Uc的变化。

U0时，恒流源电流经T2流入Al，电容C将保持信号峰值。

当对电路输入复位控制信号时，继电器开关闭合，保持电容C通过开关S放电，可以开始下一次峰值检测。

在本系统中，为了提高测量地准确度，对输出信号和输入信号地幅值都进行测量，因此设计中使用了两路相同的峰值检测电路。

2.4双Ｔ网络滤波器的设计原理

双Ｔ网络本身是一个带阻滤波器，如果要构成带通滤波器，则要将双Ｔ网络引入到运算放大器的负反馈回路中去。

而且为了提高Q值，要将其零极点分布加以调整。

本设计采用下图电路，图中，与双Ｔ网络构成有源带阻电路，处于运放的反馈支路中，构成反相相加器，将输入信号与带阻滤波器的输出信号U01相加。

如图9所示。

图9双Ｔ网络

2.5数码管显示模块设计

该系统以单片机为控制核心，用DDFS技术产生频率扫描信号，采用真有效值检测测量信号幅度，将转换测量信号输入单片机，通过单片机进行控制有8段数码管显示测量值。

如图10所示

图10LED显示电路

3理论分析与计算

3．1扫频测试法理论依据

　　设频率响应为H（jω）的实系数线性时，不变系统在信号x（n）_Acos（ω0n+f）激励下的稳态输出为y（n）。

利用三角恒等式，可将输入表示为2个复指数函数之和：

X（n）=g（n）+

（n）式中，g（n）=0.5*A

。

对于输入为

，线性时，不变系统稳态输出为

根据线性性质可知，输入g（n）的响应v（n）为

同理输入

（n）的输

是v（n）的复共轭。

于是得到输出y（n）的表达式：

y（n）=v（n）+

因此，输出信号和输入信号是频率相同的正弦波，仅有两点不同：

第一，振幅被|H（ejω）|加权，即网络系统在ω=ω0的幅度函数值；

第二，输出信号相对于输入信号有一个数量为q（ω0）的相位时延，即网络系统在ω=ω0的相位值。

3．2信号发生器输出波形频率及频率步进的计算

根据DDFS原理所产生的波形频率为：

式中fclk为基准频率，M为相位增量因子，N为累加器的位数。

M取1,N取16。

为得到100kHz的信号，而且在每个周期希望取到32个以上点，则累加器输出后级D／A转换需要至少3．2MHz的速度，于是选取建立时间为30ns、10位的DAC900，不仅满足了对D／A转换速度的要求，而且具有10位数据线，减少了D／A转换中固有的量化误差。

fclk取32.768MHz，频率的最小步进：

3.3滤波器的幅频特性计算

经推导，该带通滤波器的传递函数为：

（3—1）

式中

为带阻滤波器的传递函数。

（3—2）

将该式代入（3—4）式，得

　　（3—3）

式中，　

　　　　　（3—4）

　　　　　　（3—5）

　　　　　（3—6）

　（3—7）

中心频率

所对应的增益

为

　　　　　（3—8）

该滤波器的幅频特性为

（3—9）

相频特性为

　（画出该滤波器的幅频特性及相频特性如下图所示：

图11　有源带通滤波器的幅频特性与相位特性示意图

4系统软件设计

　　系统软件部分由单片机和FPGA组成，单片机主要完成人机交互部分的处理和系统的控制，FPGA主要完成测相和RAM的实现。

整个软件系统的设计中模块化思想贯穿始终，采用菜单选择所用功能。

图12为程序流程图。

图12为程序流程图

5结语

　　频率特性测试仪的幅度特性测试的频率范围达100Hz～100kHz，频率稳定度10-4，测量精度5％。

相频特性测试的频率范围500Hz～lOkHz，相位值显示3位，以1位作为符号位，测量精度为l°

，并能用示波器显示幅频特性和相频特性曲线。

该系统操作简单，测量精度很高，具有可行性和实用性，其成品经优化包装具有良好市场。

　频率特性是一个网络性能最直观的反映。

频率特性测试仪用于测量网络的幅频特性和相频特性，是根据扫频法的测量原理设计，是一种快速、简便、实时、动态、多参数、直观的测量仪器，可广泛应用于电子工程等领域。

由于模拟式扫频仪价格昂贵，不能直接得到相频特性，更不能打印网络的频率响应曲线，给使用带来诸多不便。

为此，设计了低频段数字式频率特性测试仪。

该测试仪采用数字直接频率合成技术专用的集成电路AD985l产生扫频信号，以单片机为控制核心,通过A/D和D／A转换器等接口电路，实现扫频信号频率的步进调整、数字显示及被测网络幅频特性与相频特性的数显等。

该系统成本低廉，扫频范围较宽（100Hz～100KHz），可方便地与打印机连接，实现频率特性曲线的打印。