基于simulink的16QAM调制解调系统的设计Word文档下载推荐.docx
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正交振幅调制技术（QAM）是一种功率和带宽相对高效的信道调制技术，16QAM就是一种系统可靠性较高，频带利用率较高的数字调制技术，已广泛应用于微波通信，卫星通信，移动通信系统中。
正交幅度调制QAM（QuadratureAmplitudeModulation）以其高频谱利用率、高功率谱密度等优势，成为宽带无线接入和无线视频通信的重要技术方案[1]。
1.2国内外研究现状
最早将QAM调制解调系统提出来的是摩托罗拉公司，在摩托罗拉公司的数字集群系统IDEN中，在25KHZ带宽的信道中实现了64kbit/s的16QAM的调制解调，但它依托于系统，未形成独立的产品，而且出于商业利益考虑的原因，摩托罗拉公司并未公开其技术细节[2]。
在国内公司中将QAM调制技术应用于窄带通信系统的实际案例少之又少。
上海506研究所和天津通广集团下属的一个通信机部门现状正在做这方面的研究，但至今都未形成产品，在实际的应用中还有所欠缺。
QAM目前还被广泛用于ADSL调制技术，在QAM调制中，发送数据在比特/符号编码器内被分成速率各为原来1/2的两路信号，分别与一对正交调制分量相乘，求和后输出。
接收端完成相反过程，正交解调出两个相反码流，均衡器补偿由信道引起的失真，判决器识别复数信号并映射回二进制信号[3]。
1.3主要研究内容
1、研究正交振幅调制的基本原理；
2、完成16QAM调制解调模块的建立与仿真；
3、掌握Simulink模型的建立，完成16QAM调制解调的各个模块基于Simulink的仿真；
4、通过眼图、星座图、误码率，研究系统性能；
5、QAM的应用。
第2章正交振幅调制
数字调制具有3种基本方式：
数字振幅调制、数字频率调制、数字相位调制，这3种数字调制方式都存在不足之处，如：
频谱利用率低、抗多径抗衰弱能力差、功率谱衰减慢、带外辐射严重等。
为了改善这些不足，近几十年来人们不断提出一些新的数字调制解调技术，以适应各种通信系统的要求。
其主要研究内容围绕着减小信号带宽以提高信号频谱利用率；
提高功率利用率以增强抗噪声性能；
适应各种随参信道以增强抗多径抗衰落能力等。
例如，在恒参信道中，正交振幅调制（QAM）方式具有高的频谱利用率，因此正交振幅调制（QAM）在卫星通信和有线电视网络高速数据传输等领域得到广泛应用[4]。
2.1正交振幅调制的概述
在现代通信中，提高频谱利用率一直是人们关注的焦点之一。
近年来，随着通信业务需求的迅速增长，寻找频谱利用率高的数字调制方式已成为数字通信系统设计、研究的主要目标之一。
正交振幅调制QAM（QuadratureAmplitudeModulation）就是一种频谱利用率很高的调制方式，其在中、大容量数字微波通信系统、有线电视网络高速数据传输、卫星通信系统等领域得到了广泛应用。
在移动通信中，随着微蜂窝和微微蜂窝的出现，使得信道传输特性发生了很大变化。
过去在传统蜂窝系统中不能应用的正交振幅调制也引起人们的重视。
QAM数字调制器作为DVB系统的前端设备，接收来自编码器、复用器、DVB网关、视频服务器等设备的TS流，进行RS编码、卷积编码和QAM数字调制，输出的射频信号可以直接在有线电视网上传送，同时也可根据需要选择中频输出[5]。
它以其灵活的配置和优越的性能指标，广泛的应用于数字有线电视传输领域和数字MMDS系统。
所谓正交振幅调制是用两个独立的基带波形对两个互相正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制。
在这种调制中，已调载波的振幅和相位都随两个独立的基带信号变化。
采用多进制正交振幅调制，可记为MQAM（M>
2）。
增大M可提高频率利用率，也即提高传输有效性。
2.2 MQAM信号的星座图
MQAM信号表示式可写成：
（2-1）
其中，Ai和Bj是振幅，表示为：
（2-2）
其中，i，j=1，2，…，L，当L=1时，是4QAM信号；
当L=2时，是16QAM信号；
当L=4时，是64QAM信号[7]。
选择正交的基本信号为：
（2-3）
在信号空间中MQAM信号点：
（2-4）
图2-1是MQAM的星座图，这是一种矩形的MQAM星座图。
图2-1MQAM信号星座图
为了说明MQAM比MPSK具有更好的抗干扰能力，图2-2表示出了16PSK和16QAM的星座图，这两个星座图表示的信号最大功率相等，相邻信号点的距离d1，d2分别为：
2DPSK
（2-5）
16QAM
（2-6）
结果表明，d2>
d1，大约超过1.64dB。
合理地比较两星座图的最小空间距离应该是以平均功率相等为条件。
可以证明，在平均功率相等条件下，16QAM的相邻信号距离超过16PSK约4.19dB。
星座图中，两个信号点距离越大，在噪声干扰使信号图模糊的情况下，要求分开两个可能信号点越容易办到。
因此16QAM方式抗噪声干扰能力优于16PSK。
图2-216QAM和16PSK的星座图
MQAM的星座图除正方形外，还有圆形、三角形、矩形、六角形等。
星座图的形式不同，信号点在空间距离也不同，误码性能也不同。
MQAM和MPSK在相同信号点数时，功率谱相同，带宽均为基带信号带宽的2倍。
2.3QAM的调制解调原理
MQAM的调制解调框图如图2-3所示。
在发送端调制器中串/并变换使得信息速率为Rb的输入二进制信号分成两个速率为Rb/2的二进制信号，2/L电平转换将每个速率为Rb/2的二进制信号变为速率为Rb/（2lbL）的电平信号，然后分别与两个正交载波相乘，再相加后即得MQAM信号。
在接收端解调器中可以采用正交的相干解调方法。
接受到的信号分两路进入两个正交的载波的相干解调器，再分别进入判决器形成L进制信号并输出二进制信号，最后经并/串变换后得到基带信号。
图2-3QAM调制解调原理
第3章基于Simulink的16QAM调制解调系统实现与仿真
前面两章简单介绍了16QAM的调制解调工作原理，下面将用Matlab数学软件中的Simulink模块实现16QAM调制、解调通信系统，并进行仿真。
图3-1为本次仿真的系统总体框图：
图3-1仿真系统总体框图
通过对16QAM调制原理框图的分析，16QAM一个码元所携带的信息为log2M即4bit，是一般基带数字调制（QPSK）码元携带信息量的2倍。
而且16QAM调制是由两路相互独立的信号进行调制，一个16QAM码元宽度是基础信号的2倍。
以下我将对系统仿真框图中的各模块进行简单的介绍。
3.116QAM调制模块的模型建立与仿真
3.1.1信号源
本次仿真在信号源部分采用了伪随机序列发生器，由于系统要求基带信号码元速率19.2kbps，则本序列发生器的基本参数设置如下：
Generatorpolynomial:
[1000011]
Initialstates:
[000001]
Outputmaskvector:
Sampletime:
1/19200
Outputdatatype:
double
3.1.2串并转换模块
由于系统仿真总框图涉及模块较多，为不失美观同时又能显的浅显易懂特将串并转化作成一个单独子系统而嵌入总系统中。
该子系统内部框图如图3-2所示。
图3-2串并转换模块
由图3-2可知，本子系统有一个输入端口和两个输出端口。
系统首先将输入的伪随机序列分成两路并将其中的一路直接按整数因子2抽取，然后进行一个单位的延时，这样便得到了原随机序列的奇数码元；
对于另外一路则先进行延迟然后下采样便可得到原序列的偶数码元，至此串并转换也是结束了。
假设输入In1:
001000001000011000101001
则有,Out1:
010010010110
Out2:
000000100001
实际运行中各路信号图形如图3-3所示，图3-3中从上往下依次是串行输入、并行输出1和并行输出2的波形。
由图可以得出经串并转换之后，并行输出的每一路码元传输速率降为了原来的一半，这也正是实际应用中所要求的。
和假设不同的是每一路输出信号前边都多了一个0码元单位，这是由于延迟模块所造成的。
当然它们在这里同时被延迟了一个单元，但对后面各种性能的研究是不会造成影响的。
图3-3 串并转换各路信号图
3.1.32/4电平转换模块
对于2/4电平的转换，其实是将输入信号的4种状态（00，01，10,11）经过编码以后变为相应的4电平信号。
这里我们选择的映射关系如表3-1所示。
表3-1 2/4电平映射关系表
映射前数据
电平/V
00
-3
01
-1
10
1
11
3
根据以上映射关系，可以很容易的找出它们之间的一个数学关系。
这里输入信号为两路二进制信号，假设它们是ab，则在a=1时让它输出一个幅度为2的信号，当a=0时输出幅度为-2的信号。
同理当b=1是让它输出一个幅度为1的信号，当b=0时输出幅度为-1的信号。
如此一来便可以得到下面的结果：
当ab=00时输出：
y=-2+-1=-3（3-1）
ab=01时y=-2+1=-1（3-2）
ab=10时y=2+-1=1（3-3）
ab=11时y=2+1=3（3-4）
由式3-1、3-2、3-3、3-4可以得出：
在设计2/4电平转换模块的时候，需要先将输入信号再次进行串并转换，每路信号做一个简单的判决，再用一个相加模块便可实现2/4电平的转换功能。
具体模块如图3-4所示：
图3-42/4电平转换模块
以上模块中各点的信号图如图3-5所示：
图3-52/4电平转换模块各点波形
图3-5中第一行为输入信号，第二三行分别为经串并转换后的两行信号，最后为输出4电平信号。
观察各行波形可以得出：
输入：
000100100101101110
并行1：
000100111
并行2：
010011010
输出：
-3-1-31-1-1131
比较各行波形可以发现这个模块已经很好的实现了2/4电平的转换，这里4电平信号的码元传输速率已降为Rb/4。
3.1.4调制系统的实现
将以上各模块、子系统按原理图进行连接，并对各模块参数进行相应的设定，便可实现其调制功能。
进行仿真得到的调制输出波形如图3-6所示：
图3-616QAM调制波形
图3-6中一三行为并行输出的两路四电平信号，二四行为一三行分别与正交载波相乘后所得的两路信号。
第五行为它们的和信号，也即为最终调制信号，至此16QAM信号的调制也就结束了。
3.216QAM解调模块的模型建立与仿真
3.2.1相干解调
系统先前所得的16QAM调制信号通过高斯白噪声信道以后便可以解调了。
本文所采用的解调器原理为相干解调法，即已调信号与载波相乘，送入到低通滤波器，其对应原理图中信号输入并与载波相乘后通过LPF的部分，输出送入到判决器判决，在这里，低通滤波器的设计很重要，在Simulink中提供了一些滤波器，我们可以加以利用，但它的参数设定对后续判决产生误差有很大关系，所以要对该滤波器的参数设定要慎重。
在本文涉及的仿真中滤波器均选择贝塞尔低通滤波器。
这里对LPF的参数设定如下，而输出波形如图3-7所示：
Desigemethod:
Bessel
Filtertype:
Lowpass
Filterorder:
8
Passedgefrequency（rad/s）:
15360*2*pi
图3-7输出波形
图3-7中，一三行为调制波与载波相乘的结果，二四行分别为它们经过低通滤波器后所得的波形。
3.2.24/2电平判决
由于前面采用的是模拟低通滤波器，所以在4/2电平判决之前得到的是一个模拟的4电平信号。
之后要想得到2电平的数字信号，需经一系列的抽样、量化和编码。
这里我们再次使用了子系统这一概念，如图3-8所示：
图3-84/2电平转换模块
图3-94/2电平转换中各点波形
3.2.3并串转换
本系统中的并串转换模块由一个脉冲序列发生器和一个选择器构成。
其中的脉冲序列发生器用来产生占空比为0.5的全一序列，而选择器用来决定在哪一个时候输出哪一路信号。
它的参数设置如下：
Switch：
Criteriaforpassingfirstinput:
u2>
=Threshold
Threshold：
0.5
所以，当输入脉冲序列为1时，选择器输出第一路信号；
当输入脉冲序列为0时，选择器输出第二路信号。
这样本次仿真经并串转换以后便最终实现了16QAM信号的解调，其波形如图3-10所示：
图3-10解调波形
图3-10中，一三两行为4/2判决器的输出，第二行为解调出的16QAM最终信号。
第4章16QAM系统性能分析
4.1眼图
评价基带传输性能的一个简单的方法就是眼图。
眼图就是利用实验手段方便的估计和改善（通过调整）系统性能时在示波器上观察到的一种图形[8]。
由于存在码间串扰和噪声，此时波形已失真，示波器的扫描迹线就不能完全重合，于是形成的眼图线迹杂乱，并且线迹比较模糊。
由眼图可以定性的反映码间串扰和噪声大小，眼图是由各段码元叠加而形成的，眼图中央的垂直线表示最佳抽样时刻，位于两峰值中间的水平线是判决门限电平。
在无码间串扰和噪声的理想情况下，波形无失真，“眼”张开的大，反之如果码间串扰严重，“眼”张开的小了；
而且当存在噪声时，眼图的线迹变得比较模糊的带状的线，噪声越大，线条越粗，越模糊，此时“眼睛”张开的越小。
因此，“眼”张开的大小表示失真的程度，可以用来指示接受滤波器的调整，以减少码间串扰，改善系统性能[9]。
16QAM调制解调的眼图如图4-1、4-2所示：
图4-116QAM信号的发送端眼图
图4-216QAM信号的接收端眼图
由图4-1、4-2比较可知，加噪后的眼图线迹变得模糊且线条变粗，但并不是很明显。
说明16QAM的系统性能比较优越。
4.2星座图
16QAM信号空间的星座图采用的是格雷映射（即具有最小欧几里得距离的星座点仅差1个比特）完成的。
采用格雷映射会使得出错事件仅产生1个比特的差错，使平均比特差错概率最小[10]。
空间星座点的最小欧几里得距离的计算公式如下：
（4-1）
在（4-1）式中，D为已调信号的最大幅度，L为星座上信号点在水平方向和垂直方向上投影的电平数，对于16QAM来说，L=4。
星座间的距离越大,信号的抗干扰能力就越强，接收端判决再生时就越不容易出现误码，星座间的最小距离可以表示调制的欧几里得距离，欧几里得距离表示为信号平均功率的函数。
16QAM加噪前后星座图如图4-3、4-4所示：
图4-316QAM信号空间星座图
图4-416QAM信号加噪后的星座图
由图4-3、4-4比较可知，加噪后的星座图与噪前矢量点分布比较集中。
说明16QAM系统性能较优越。
4.3误码率
对于QAM，可以看成是由两个相互正交且独立的多电平ASK信号叠加而成。
因此，利用多电平误码率的分析方法，可得到M进制QAM的误码率为：
（4-2）
式中，
，Eb为每码元能量，no为噪声单边功率谱密度。
方形QAM的误码率曲线如图4-5所示。
图4-5M进制QAM的误码率曲线
对系统进行仿真，在仿真之前，我们要确定一些仿真参数，由图4-5所示的16QAM误码率曲线可以看出，当大信噪比（>
16dB）时误码率为10-6级，对于个人计算机要计算到如此精度耗时过长，所以，在仿真过程中将只把精度计算到10-5级。
由于实际仿真中很多地方都会有延时，所以得到的16QAM解调信号需经一定的延时后才可以与原随机序列进行比较。
这里的这一延时是通过错误率统计模块实现的，仿真图3-1中ErrorRateCalculation的参数设置如下：
Receivedelay:
Computationdelay:
0
Computationmode:
Entireframe
当信噪比超过50dB时，系统误码率早已为0，可见这一延时是没有问题的。
通过调整高斯白噪声信道的信噪比SNR（Eb/No），可以得到误码率如图4-6所示。
图4-616QAM误码率图
通过和图4-5相比较，可以确定这里得到的结果基本上是可信的，也就是说本次仿真是成功的。
4.416QAM与2DPSK系统性能比较
本节设计一个2DPSK调制和解调系统的仿真模型，以观察其与16QAM信号的抗噪声性能，并对它们的误码率进行比较。
在取相同的码元速率和载波速率的情况下，设计出2DPSK调制解调系统如图4-7所示。
图4-7DPSK调制解调系统框图
图4-7采用的是差分相干解调的方法，所以并不需要做载波恢复。
解调部分的滤波器同样采用了贝塞尔函数低通滤波器，且判决模块简单如图4-8所示。
这样在高斯白噪声信道处调整信噪比，得到误码率图如图4-9所示。
图4-82DPSK判决模块
图4-916QAM与2DPSK误码率曲线图
从仿真过程看，在相同信噪比的条件下，16QAM的加性白噪声的功率远大于2DPSK的加性白噪声的功率，故16QAM调制解调系统一般工作在大信噪比的环境下，其误码率将很小，也就是说，两个系统在同等噪声条件下，16QAM的抗噪声性能是相当优越的。
第5章16QAM的应用
QAM调制主要用在有线数字视频广播和宽带接入等通信系统方面。
QAM调制方式的多媒体高速宽带数据广播系统采用DVB-C有线数字视频广播标准，代表着数字化发展方向，有16QAM、32QAM、64QAM、128QAM、256QAM之分，数字越大，频带利用率越高，但同时抗干扰能力也随之降低。
采用64QAM调制方式，可在传统的8MHz模拟频道带宽上传输约40Mbps数据流，可在一个标准PAL通道上传输4~8套数字电视节目，它的末端用户可以是计算机，也可以是带数字机顶盒的电视机。
QAM在安全授权方面比QPSK调制方式更可靠，完全能满足海量信息传输的需要，其传输速率更高，通道还可优化。
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